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1. 从一块“叫个不停”的功放板说起

如果你玩过D类功放，大概率遇到过这样一种情况：上电之后什么都没接，喇叭里却传出尖锐的啸叫，或者功放管莫名其妙发烫，示波器一搭上去发现输出端挂着一串高频自激振荡。我第一次碰到这个问题的时候，折腾了整整一个周末，换电容、加磁珠、改地线，能试的都试了，最后才发现根子出在反馈环路的相位上——环路在某个高频点上从负反馈变成了正反馈，满足了巴克豪森准则，电路自己把自己“唱”起来了。

这次要分享的方案，核心思路就是用LC滤波器来做相位移动，把D类功放反馈环路的相位裕度重新拉回来，让它在高频段依然老老实实做负反馈。听起来有点绕，但拆开来看其实不复杂：D类功放的输出级是PWM开关，后面必须挂一个LC低通滤波器把高频载波滤掉，还原出音频信号。这个LC滤波器本身会引入相移，而相移的大小和滤波器的截止频率、品质因数、负载阻抗都有关系。如果我们把这个相移算清楚、用对地方，它不但不是麻烦，反而可以成为稳定环路的一味“药”。

这套方案适合谁看？如果你正在自己搭D类功放，或者用QCC3040这类蓝牙音频SoC去驱动D类功放，遇到了自激、啸叫、高频失真这些问题，那这篇内容应该能帮到你。如果你只是对模拟电路感兴趣，想搞明白巴克豪森准则在实际电路里到底怎么起作用，也可以顺着往下看。我会尽量把公式和实际电路对应起来讲，不堆纯理论，重点放在“怎么算、怎么选、怎么调”上。

2. D类功放为什么天生就容易自激

2.1 开关输出级的相位延迟从哪来

D类功放和传统的A类、AB类功放最大的区别在于，它的输出管工作在开关状态，不是线性放大区。音频信号先和三角波比较，变成PWM方波，再驱动MOSFET半桥或全桥，最后经过LC滤波器还原成模拟音频。这个过程中，每一个环节都会引入延迟和相移。

比较器有传输延迟，通常几十纳秒到几百纳秒；栅极驱动器有开通关断时间；MOSFET本身有米勒电容导致的开关延迟；LC滤波器更是直接改变相位。这些延迟累加起来，在音频频段内可能只有几度，看起来无所谓，但到了几百kHz甚至几MHz的高频段，相移就会迅速累积。当总相移达到180度，而环路增益又大于1的时候，负反馈就变成了正反馈，电路开始振荡。

我实测过一块用QCC3040驱动的20W D类功放板，空载的时候在1.2MHz附近有一个非常明显的自激峰，幅度大概有输出摆幅的15%。这个频率远高于音频带宽，人耳听不到，但它会吃掉效率、让MOSFET发热，还会干扰蓝牙接收。用示波器看PWM输出，会发现方波的边沿出现了明显的振铃和调制，这就是高频自激的典型表现。

2.2 巴克豪森准则在D类功放里的具体含义

巴克豪森准则是判断一个反馈系统能否振荡的经典条件，用大白话说就是两句话：第一，环路增益的幅度必须大于等于1；第二，环路的总相移必须是360度的整数倍，也就是正反馈。对于D类功放，我们通常把反馈网络设计成负反馈，也就是在低频段相移接近180度（反相），加上放大器本身的反相，总相移接近360度，形成负反馈。但到了高频段，LC滤波器和寄生参数引入额外相移，总相移可能变成360度甚至720度，这时候如果增益还大于1，振荡就发生了。

关键点在于，LC滤波器在截止频率之后，每倍频程会引入额外的相移。二阶LC低通滤波器在截止频率处的相移是90度，在远高于截止频率的地方相移趋近180度。如果反馈点取在LC滤波器之后，这个相移就会直接叠加到环路里。很多人在设计的时候只关注幅频特性，觉得“截止频率设到30kHz，音频20kHz以内平坦就行”，完全忽略了相频特性，结果就是高频自激。

2.3 为什么单纯加补偿电容往往不够用

遇到自激，很多人的第一反应是在反馈电阻上并联一个小电容，做一个低通，把高频增益压下去。这个方法在运放电路里很常用，但在D类功放里往往效果有限。原因有两个：一是D类功放的输出级本身就是一个大功率开关，反馈电容引入的极点位置很难精确控制，容易和LC滤波器的极点打架；二是如果电容加得太大，音频高频段的相位也会被拖累，导致瞬态响应变差，听感发闷。

我试过在一块20W的板上加100pF的反馈电容，自激确实压下去了一点，但1.2MHz的峰只是从15%降到了8%，没有根除。后来把电容加到470pF，自激没了，但10kHz以上的方波响应明显变圆，高频细节丢失。这说明单纯靠增益压制不是好办法，得从相位上想办法。

3. 用LC滤波器移相来救场

3.1 LC低通滤波器的相频特性到底长什么样

先来看一个标准的二阶LC低通滤波器，电感L串联在信号路径上，电容C并联到地。它的传递函数可以写成：

H(s) = 1 / (1 + s/(Qω0) + (s/ω0)^2)

其中ω0 = 1/√(LC)是截止角频率，Q = R√(C/L)是品质因数，R是负载阻抗。相频特性可以表示为：

φ(ω) = -arctan( (ω/(Qω0)) / (1 - (ω/ω0)^2) )

在低频段，ω远小于ω0，相移接近0度；在截止频率ω0处，相移正好是-90度；在远高于ω0的高频段，相移趋近-180度。这个相移是滞后的，也就是说输出电压相位落后于输入电压。

对于D类功放来说，LC滤波器通常放在输出级之后，截止频率设在30kHz到50kHz之间，目的是滤掉几百kHz的PWM载波。在音频频段内，相移很小，可以忽略；但在PWM载波频率附近，相移可能已经接近-180度。如果反馈网络从滤波器之后取信号，这个-180度就会直接进入环路，和放大器本身的反相叠加，很容易满足振荡条件。

3.2 把相移“用对地方”的两种思路

既然LC滤波器的相移不可避免，那我们就得想办法让它为我们所用。这里有两种思路，我在不同项目里都试过，各有适用场景。

第一种思路是在反馈环路里再引入一个相位超前网络，用RC或者LC网络产生正相移，去抵消LC滤波器的滞后相移。具体做法是在反馈电阻上并联一个电容，或者在反馈路径里串联一个小的LC串联谐振网络。这个超前网络的零点要放在自激频率附近，让它在那个频率上提供足够的相位提升。我试过在反馈路径里串一个10Ω电阻和100nF电容的串联组合，把1.2MHz附近的自激压下去了大约20dB，效果比单纯加反馈电容好很多。

第二种思路是把反馈点从LC滤波器之后移到之前，也就是从PWM输出端直接取反馈，不经过LC滤波器。这样LC滤波器的相移就不会进入环路，环路稳定性大大提高。但这样做也有代价：反馈信号里包含PWM载波，需要额外加一个RC低通滤波器把载波滤掉，而且反馈的是开关波形而不是音频波形，对比较器的线性度要求更高。QCC3040这类SoC的反馈引脚通常支持差分输入，可以直接接在LC滤波器之前，但需要仔细设计RC滤波器的截止频率，既要滤掉载波，又不能引入太大的相移。

3.3 一个具体的LC移相网络设计实例

下面给一个我实际用过的设计实例。目标是一块20W的D类功放，PWM载波频率300kHz，LC滤波器截止频率35kHz，负载8Ω。自激频率实测在1.1MHz附近。

首先计算LC滤波器的参数。取L=22μH，C=1μF，则：

ω0 = 1/√(22e-6 × 1e-6) = 1/√(2.2e-11) ≈ 213,200 rad/s f0 = ω0/(2π) ≈ 33.9kHz

Q = R√(C/L) = 8 × √(1e-6/22e-6) = 8 × 0.213 = 1.70

在1.1MHz处，ω/ω0 = 1100/33.9 ≈ 32.4，远大于1，所以相移接近-180度。这个相移进入反馈环路后，和放大器的反相叠加，总相移接近360度，满足振荡的相位条件。

为了抵消这个相移，我在反馈路径里加了一个LC串联谐振网络，电感取10μH，电容取2.2nF。这个串联谐振的谐振频率为：

f_res = 1/(2π√(10e-6 × 2.2e-9)) ≈ 1.07MHz

正好落在自激频率附近。在谐振频率处，串联LC网络呈现纯电阻性，相移为0度；在谐振频率以下，呈现容性，相移为正（超前）；在谐振频率以上，呈现感性，相移为负（滞后）。通过调整电感和电容的值，可以让这个网络在1.1MHz附近提供大约+60度的相移，把环路的总相移拉回到300度以下，远离360度的振荡条件。

实测结果：加了这个LC移相网络之后，1.1MHz的自激峰从15%降到了不到1%，MOSFET温度下降了大约12摄氏度，蓝牙连接也稳定了。音频频段的方波响应几乎没有变化，因为谐振频率远高于音频带宽。

4. 比较器和迟滞振荡电路在其中的角色

4.1 比较器延迟对环路相位的影响

D类功放的核心之一是比较器，它把音频信号和三角波比较，生成PWM方波。比较器的传输延迟直接决定了PWM的边沿位置，也直接影响环路的相位。普通电压比较器（比如LM393）的延迟在1μs左右，对于300kHz的载波来说，1μs相当于108度的相移，这个数字非常可观。如果比较器延迟太大，环路相位裕度会被严重压缩，自激风险大大增加。

我建议选用高速比较器，传输延迟在100ns以内，比如TLV3501或者MAX9201。这类比较器的延迟只有几十纳秒，在300kHz载波下对应的相移不到11度，对环路稳定性的影响小得多。另外，比较器的输出摆率也很重要，摆率太低会导致PWM边沿变缓，等效于增加了延迟。TLV3501的摆率大约是100V/μs，驱动MOSFET栅极驱动器足够了。

4.2 迟滞比较器如何做成方波振荡电路

迟滞比较器，也叫施密特触发器，它的特点是有一个滞回窗口，输入电压必须超过上门限或下门限，输出才会翻转。这个特性可以用来做方波振荡电路：把输出通过RC网络反馈到输入端，电容充放电到滞回窗口的边界时，输出翻转，电容反向充放电，循环往复，就产生了方波。

在D类功放里，这个方波振荡电路通常用来产生三角波载波。三角波的线性度直接影响PWM的谐波失真，所以RC时间常数和滞回窗口的匹配很关键。如果RC太大，三角波幅度不够，比较器可能无法正常翻转；如果RC太小，三角波频率太高，超出比较器的响应能力。

我常用的参数是：滞回窗口设定在电源电压的1/3左右，RC时间常数设定为载波周期的1/4。比如载波频率300kHz，周期3.33μs，RC取0.83μs。如果R=10kΩ，则C≈83pF。实际调试的时候，我会先用可调电阻和可调电容搭一个临时电路，用示波器看三角波的线性度和频率，确定最佳值之后再换成固定元件。

4.3 多级窗口电压比较器在保护电路里的用法

多级窗口电压比较器在D类功放里主要用来做保护，比如过流保护、过温保护、电源欠压保护。它的原理是设定多个电压窗口，当输入电压落在某个窗口内时，对应的输出翻转，触发保护动作。

以过流保护为例，可以在MOSFET的源极串联一个小的采样电阻，把电流转换成电压，然后送到多级窗口比较器。第一级窗口设定为额定电流的1.2倍，触发时降低PWM占空比；第二级窗口设定为1.5倍，触发时直接关断输出。这样分级保护可以避免误触发，也能在轻微过载时维持输出，而不是一有风吹草动就关机。

我用过LM339做四级窗口比较器，配合TL431做基准电压，精度可以做到±2%以内。需要注意的是，比较器的输入偏置电流会影响采样精度，尤其是采样电阻阻值很小的时候。LM339的输入偏置电流大约25nA，如果采样电阻是0.1Ω，产生的误差电压只有2.5μV，可以忽略。但如果采样电阻是0.01Ω，误差就相对明显了，这时候需要选用输入偏置电流更小的比较器，比如TLV1701，偏置电流只有几pA。

5. QCC3040驱动D类功放的实战配置

5.1 QCC3040的音频输出接口怎么接D类功放

QCC3040是高通的蓝牙音频SoC，支持aptX Adaptive和cVc降噪，在TWS耳机和便携音箱里用得很多。它的音频输出是差分模拟信号，可以直接驱动D类功放的输入端。但有几个细节需要注意。

第一，QCC3040的输出是差分信号，而大多数D类功放的输入是单端或者差分，需要确认阻抗匹配。如果D类功放是单端输入，可以用一个差分转单端的运放电路，或者直接取差分信号的一端，但这样会损失一半的幅度，信噪比会下降。我建议用差分输入，可以充分利用QCC3040的输出摆幅，也能抑制共模噪声。

第二，QCC3040的输出直流偏置通常在1.5V左右，而D类功放的输入偏置可能不同。如果直接耦合，会导致输出直流偏移，轻则影响动态范围，重则让喇叭音圈偏离中心位置。所以必须在QCC3040和D类功放之间加隔直电容，容量根据输入阻抗计算。如果D类功放输入阻抗是10kΩ，想要在20Hz处衰减不超过3dB，电容至少需要：

C ≥ 1/(2π × 20 × 10e3) ≈ 0.8μF

实际取1μF或者2.2μF比较稳妥。

第三，QCC3040的音频输出幅度可以通过软件配置，默认可能是0.5Vrms或者1Vrms。如果D类功放的增益固定，输出功率就由这个幅度决定。20W的D类功放，8Ω负载，需要输出约12.6Vrms，如果D类功放增益是20dB（10倍），输入需要1.26Vrms。QCC3040的输出幅度如果不够，就需要在D类功放前面加一级前置放大。

5.2 20W D类功放的LC滤波器参数怎么定

20W、8Ω的D类功放，电源电压通常取24V或者18V。如果取24V，最大输出摆幅大约是24V峰峰值，对应8.5Vrms，在8Ω负载上能输出约9W。要输出20W，需要电源电压至少36V，或者用BTL桥接输出。BTL桥接可以把输出摆幅翻倍，24V电源就能输出约36W，足够20W用。

LC滤波器的截止频率一般取PWM载波频率的1/10到1/5。如果载波频率是300kHz，截止频率取30kHz到60kHz。截止频率太低，音频高频段衰减太大；截止频率太高，载波滤不干净，会干扰蓝牙和AM收音。

以截止频率35kHz、负载8Ω为例，取Q=0.707（巴特沃斯响应），则：

L = R/(2π × f0 × Q) = 8/(2π × 35000 × 0.707) ≈ 51.5μH C = 1/(2π × f0 × Q × R) = 1/(2π × 35000 × 0.707 × 8) ≈ 0.8μF

实际取L=47μH，C=0.82μF，截止频率约36kHz，Q约0.72，接近巴特沃斯响应。电感的饱和电流要大于最大输出电流的1.5倍，20W/8Ω的最大电流约1.6A，所以电感饱和电流至少2.4A，取3A比较稳妥。电容要选低ESR的薄膜电容或者C0G陶瓷电容，电解电容的ESR太大会影响滤波效果。

5.3 反馈环路从哪取信号最稳

反馈信号的取点直接决定了环路的相位特性。常见的取法有三种：从LC滤波器之前取、从LC滤波器之后取、从喇叭端子取。

从LC滤波器之前取，反馈信号是PWM方波，需要加RC低通滤波。优点是LC滤波器的相移不进入环路，稳定性最好。缺点是RC滤波器本身会引入相移，而且反馈的是开关波形，对比较器的共模抑制要求高。

从LC滤波器之后取，反馈信号是模拟音频，比较干净。缺点是LC滤波器的相移直接进入环路，高频段容易自激。需要额外加相位补偿网络。

从喇叭端子取，反馈信号包含了喇叭线的寄生参数和喇叭本身的阻抗特性，最真实，但也最复杂。喇叭的阻抗在谐振频率附近会大幅变化，导致环路增益波动，可能在某些频率上不稳定。

我个人的经验是，对于20W以下的便携音箱，从LC滤波器之后取反馈，配合LC移相网络，是最简单可靠的方案。对于大功率或者长喇叭线的场景，从LC滤波器之前取反馈更稳妥，但需要仔细设计RC滤波器。

6. 调试过程中踩过的坑和实测数据

6.1 自激频率随负载变化的排查过程

有一次我调一块20W的板子，空载的时候自激频率在1.1MHz，接上8Ω负载之后自激频率跑到了800kHz，接4Ω负载又跑到了1.5MHz。这个现象让我很困惑，因为LC滤波器的截止频率和相移应该只和L、C有关，和负载无关才对。

后来用网络分析仪扫了一下LC滤波器的相频特性，发现负载阻抗确实会影响相移。二阶LC滤波器的Q值等于R√(C/L)，负载R变化时Q值跟着变，相频特性在截止频率附近的斜率也会变。空载时R接近无穷大，Q值很高，相移在截止频率附近变化很陡；接上8Ω负载，Q值降到1.7，相移变化平缓一些；接4Ω负载，Q值降到0.85，相移变化更平缓。但自激频率的变化方向却和相移变化方向相反，这说明还有别的因素在起作用。

继续排查发现，MOSFET的输出电容Coss也参与了谐振。Coss和LC滤波器的电感形成了额外的谐振回路，这个谐振频率和负载有关。空载时Coss的等效阻抗高，谐振频率低；负载重时Coss被负载旁路，谐振频率高。这个寄生谐振才是自激频率随负载变化的真正原因。

解决办法是在MOSFET的输出端加一个RC吸收网络（也叫Zobel网络），典型值是10Ω电阻串联100nF电容，接到地。这个网络可以阻尼Coss引起的寄生谐振，让自激频率稳定下来。加了Zobel网络之后，空载、8Ω、4Ω三种负载下的自激频率都稳定在1.1MHz附近，LC移相网络的设计就简单多了。

6.2 比较器电源退耦不好导致的间歇振荡

另一个坑是间歇振荡，表现是功放正常工作几秒钟，然后突然自激一下，又恢复正常，周而复始。用示波器看比较器的电源引脚，发现上面有大约200mV的高频纹波，频率和PWM载波一致。

原因是比较器的电源退耦电容离得太远，而且容量不够。比较器在翻转瞬间会从电源抽取一个尖峰电流，如果退耦不好，电源电压会瞬间跌落，导致比较器阈值漂移，PWM占空比异常，进而触发环路振荡。

解决办法是在比较器的电源引脚旁边直接焊一个100nF的C0G陶瓷电容，再并联一个10μF的钽电容。100nF负责高频退耦，10μF负责低频退耦。两个电容的接地端要尽量靠近比较器的地引脚，走线越短越好。改了之后，间歇振荡彻底消失。

这个坑给我的教训是，D类功放里所有高速开关器件的电源退耦都不能省，而且电容要放在引脚旁边，不能放在板子另一头。我后来养成了一个习惯，每块板子上的比较器、栅极驱动器、MOSFET半桥，每个器件的电源引脚旁边都放一个100nF加一个10μF，虽然占地方，但稳定性提升非常明显。

6.3 实测数据对比：加与不加LC移相网络

下面是我在一块20W D类功放板上做的对比测试，PWM载波300kHz，LC滤波器截止频率36kHz，负载8Ω，电源24V。测试条件：输入1kHz正弦波，输出功率10W。

从数据可以看出，加了LC移相网络之后，自激峰被压下去将近20倍，MOSFET温度下降了16℃，蓝牙连接也稳定了。音频性能几乎没有损失，10kHz方波上升时间只慢了0.2μs，20kHz正弦波幅度只衰减了0.1dB，人耳完全听不出来。

这个LC移相网络的成本很低，一个10μH的电感加一个2.2nF的电容，加起来不到一块钱。相比换更贵的MOSFET或者加复杂的保护电路，这个方案性价比很高。

7. 几个容易被忽略的设计细节

7.1 电感选型不能只看电感量

LC滤波器里的电感，很多人只关注电感量和饱和电流，忽略了直流电阻（DCR）和自谐振频率（SRF）。DCR太大会导致输出功率损耗，20W输出时如果DCR是0.1Ω，损耗就是0.2W，效率下降1%。SRF太低的话，电感在高频段会变成电容，滤波效果大打折扣。

我一般选DCR小于50mΩ、SRF大于10MHz的屏蔽电感。屏蔽电感的好处是漏磁小，不会干扰旁边的蓝牙天线。非屏蔽电感的漏磁可能在蓝牙频段（2.4GHz）产生噪声，影响接收灵敏度。我实测过，把屏蔽电感换成非屏蔽电感，蓝牙接收灵敏度下降了大约3dB，距离缩短了1/3。

7.2 电容的ESR和温度特性

LC滤波器里的电容，ESR直接影响滤波效果。ESR大的电容，在高频段的阻抗不再由容抗决定，而是由ESR主导，滤波效果变差。我一般选C0G或者X7R陶瓷电容，C0G的ESR最低，温度特性也最稳定，但容量做不大，通常不超过100nF。X7R容量可以做到几μF，但ESR比C0G高，而且有直流偏压效应，实际容量会随电压下降。

对于0.82μF的滤波电容，我通常用两个0.47μF的X7R电容并联，或者一个0.82μF的薄膜电容。薄膜电容的ESR低，温度特性好，但体积大、价格高。如果空间允许，薄膜电容是首选；如果空间紧张，X7R并联也可以接受，但要注意直流偏压效应，实际容量可能只有标称值的60%到70%。

7.3 PCB布局对相位的影响

PCB布局对D类功放的相位影响很大，尤其是高频环路。比较器到栅极驱动器的走线要尽量短，最好不超过10mm，否则走线电感会引入额外延迟。MOSFET半桥的电源环路要尽量小，减少寄生电感，否则开关瞬间的电压尖峰会耦合到反馈环路里。

反馈走线要远离PWM输出走线和电感，最好用地线包围。如果反馈走线和PWM走线平行，会通过寄生电容耦合，引入额外的相移。我一般把反馈走线走在板子的另一面，中间隔一层地平面，耦合可以降到最低。

LC滤波器要尽量靠近MOSFET输出端，减少走线电感。走线电感会和滤波电感串联，改变实际的截止频率和相移。如果走线电感是10nH，滤波电感是47μH，走线电感只占0.02%，影响很小。但如果滤波电感是4.7μH，走线电感就占0.2%，相移会有几度的偏差。对于高频段的自激抑制，这几度的偏差可能就很关键。

8. 从巴克豪森准则出发的通用调试思路

8.1 先判断是不是自激，再找自激频率

遇到功放异常，第一步是判断是不是自激。方法很简单：用示波器看输出端，如果看到高频正弦波或者高频调制的方波，而且频率远高于音频带宽，那就是自激。如果输出是干净的音频信号，只是失真大，那可能是别的问题，比如偏置不对、电源纹波太大。

确定自激之后，第二步是找自激频率。把示波器调到FFT模式，看频谱上的峰值。如果没有FFT功能，可以用可调带通滤波器加毫伏表，手动扫频找峰值。找到自激频率之后，再对照LC滤波器的相频特性，看在这个频率上相移是多少，是否接近180度。

8.2 用相位补偿网络把相移拉回来

找到自激频率之后，就可以设计相位补偿网络了。如果自激频率远高于LC滤波器截止频率，LC滤波器的相移接近180度，需要补偿的相移大约是60度到90度。可以用LC串联谐振网络，谐振频率设在自激频率附近，提供正相移。

如果自激频率接近LC滤波器截止频率，LC滤波器的相移在90度到180度之间，需要补偿的相移小一些，可以用RC超前网络，零点设在自激频率的1/3到1/2处。RC超前网络的相移最大只有90度，但实际可用的大约60度，对于这个场景足够了。

补偿网络的参数需要实际调试。我一般先用可调电感和可调电容搭一个临时网络，用网络分析仪看相频特性，调到自激频率处相移为正60度左右，然后换成固定元件。如果没有网络分析仪，可以用方波响应来间接判断：加补偿网络之后，方波过冲减小，振铃衰减加快，说明相位裕度改善了。

8.3 验证稳定性的几个实用方法

补偿网络加好之后，怎么验证稳定性？我常用三个方法。

第一个方法是负载阶跃响应。在输出端接一个电子负载，让负载电流从0.1A跳到1A，看输出电压的过冲和振铃。如果过冲小于10%，振铃在2到3个周期内衰减完，说明相位裕度足够。如果过冲超过20%，振铃持续十几个周期，说明相位裕度不够，需要继续调整补偿网络。

第二个方法是电源电压阶跃。让电源电压从20V跳到24V，看输出是否稳定。如果输出有低频振荡，说明环路的低频增益太高，需要调整反馈网络。

第三个方法是温度测试。让功放在最大功率下连续工作30分钟，监测MOSFET温度和输出波形。如果温度稳定，波形没有自激，说明热稳定性没问题。如果温度持续上升，或者波形出现间歇自激，说明热漂移影响了环路相位，需要重新调整补偿网络。

这三个方法我都用过，最有效的是负载阶跃响应，因为它直接反映了环路的相位裕度。电源阶跃和温度测试更多是验证长期稳定性，适合在负载阶跃通过之后再做。

9. 一些个人体会

这套LC移相方案我用了大概两年，在十几个项目里验证过，从20W的便携音箱到100W的桌面功放，效果都挺稳。最大的感受是，D类功放的自激问题，根子上是相位问题，不是增益问题。很多人一遇到自激就想着降增益、加电容，结果把音频性能也降下去了。其实只要把相位裕度留够，增益高一点反而动态更好、失真更低。

LC滤波器的相移是把双刃剑，用不好会自激，用好了能省掉一堆补偿元件。关键是要把相移算清楚，知道在哪个频率上相移是多少，然后有针对性地设计补偿网络。我现在的习惯是，每块D类功放板在画PCB之前，先用LTspice仿真一下环路的幅频和相频特性，把相位裕度调到45度以上再动手。仿真虽然不能完全代替实测，但可以避免大部分低级错误。

最后分享一个小技巧：如果你没有网络分析仪，可以用一个信号发生器和示波器来粗略测量LC滤波器的相频特性。信号发生器接LC滤波器输入端，示波器双通道同时看输入和输出，用李萨如图形判断相位差。虽然精度不如网络分析仪，但对于调试D类功放的自激问题，已经够用了。