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2026/10/18 6:49:55
文章目录
- 中频
- 超外差架构
- 零中频架构
- 宽带双中频架构
- 数字中频架构
- 左侧：模拟前端（模拟零中频）
- 右侧：数字下变频（DDC）核心
- 中频亚采样和射频直采架构
- CG
中频
接收机的中频（IF）是超外差架构中由混频产生的固定中间频率，核心作用是把不同射频信号统一搬移到同一频率，便于稳定高增益放大、窄带滤波和后续解调/ADC采样。
中频怎么产生：在超外差接收机里，天线收到的射频信号 RF 与本振 LO 进入混频器，产生和频与差频：
中频信号可以承载并传递信息，也可以在某些调制方式下直接检波，但通用性最强、性能最好的解调路径，是把中频进一步正交下变频到基带后再解调。
- 射频 → 中频（变频、滤波、放大）→ 基带I/Q（正交下变频）→ 解调（符号判决、比特恢复）
- 射频 → 中频（变频、滤波、放大）→ 解调（符号判决、比特恢复）也是可行的
引入中频，核心是为了兼顾性能和成本。如果直接在射频频率上做高增益放大和滤波，对前端器件要求极高；而基带频率又太低，无法直接通过天线高效辐射。所以通过混频把信号搬移到一个固定的中频，滤波器（比如SAW或陶瓷滤波器）和放大器就能在更可控的频率下工作，选择性更好、增益也更稳定。
镜像干扰的根源来自混频器的差频特性：混频器的差频公式带有绝对值，位于本振信号两侧、与本振间隔完全相同的两个射频信号，都会被下变频到同一个中频。接收机无法仅凭混频后的频率区分谁是目标信号、谁是镜像信号。中频频率的选择也有讲究——太高了滤波难做，太低了镜像干扰又难抑制，所以工程上往往要在镜像抑制、滤波器Q值和后续解调之间做折中。
中频可以多级，这在高性能接收机里很常见。典型做法是双中频甚至三变频：第一级先下变频到一个较高的中频（比如几十MHz甚至上百MHz），主要目的是拉开镜像频率的距离，让前端滤波器能比较好地抑制镜频；第二级再下变频到一个较低的中频（几百kHz到几MHz），方便做窄带滤波、信道选择和稳定高增益放大。比如经典AM收音机里，465kHz中频后面通常还有两级中放，每级都带中周选频，这样整体选择性和灵敏度才会好。GPS接收机也有三级混频的例子：1575.42 MHz → 57.42 MHz → 4.309 MHz。本质上，多级中频就是把"镜像抑制"和"信道滤波"这两件事分开处理——高中频负责抗镜像，低中频负责选频和增益分配。代价就是链路更长、本振更多、杂散管理也更复杂。
ADC/DAC、处理器 和 CMOS 射频集成这三条技术线同时进步，让“能数字化的环节不断前移”。ADC 不断靠近天线，模拟变频不断减少，信道选择、滤波和解调不断从模拟域搬进数字域。
超外差架构
- 【电路笔记 通信】混频器+混频器芯片(FSK/ASK收发器IC&超外插接收器IC)+外差接收机 & 超外差接收机
零中频架构
- 零中频是模拟混频器把射频直接下变频到基带 I/Q，ADC 采的是基带信号。
宽带双中频架构
数字中频架构
- 数字中频是在中频处采样，模拟域仍保留一级变频；射频直采是 ADC 直接采射频信号，模拟域不再做下变频。
左侧：模拟前端（模拟零中频）
- RF滤波器 → LNA → 混频器：射频信号经过滤波和低噪放后，直接乘以e − j ω L O t e^{-j\omega_{LO}t}e−jωLOt（模拟 IQ 混频器）。
- 带通滤波器 (ω e = p ω 01 \omega_e = p\omega_{01}ωe=pω01)：ω e \omega_eωe实际上就是第一中频（即射频与LO混频后的产物）。
- 作用：将射频信号搬移到一个固定的第一中频ω e \omega_eωe上。
右侧：数字下变频（DDC）核心
- DDS (Direct Digital Synthesizer)：直接数字频率合成器。它生成了两路正交的本振信号：
- cos ω 01 n T s \cos \omega_{01}nT_scosω01nTs（同相分量）
- sin ω 01 n T s \sin \omega_{01}nT_ssinω01nTs（正交分量）
- 这里的ω 01 \omega_{01}ω01其实就是数字域的下变频频率，它被设计用来匹配前级模拟输出的第一中频ω e \omega_eωe。
- 两路混频器：在数字域里，把带通滤波后的信号分别乘以 DDS 产生的cos \coscos和sin \sinsin。这完成了数字正交下变频。
- LPE (Low Pass Filter)：低通滤波器。经过混频后，信号被搬移到了零频（基带），需要用 LPE 滤除高频镜像分量，只保留基带信号。
- A/D 采样：最后得到离散时间的 I[n] 和 Q[n] 序列。
- 在数字域做正交下变频，可以彻底避免模拟 I/Q 混频器常见的幅度不平衡和相位不平衡问题。模拟域只需要一个单通道（或简单的复混频）把 RF 搬到一个容易采样的中频，剩下的正交分离、滤波都交给芯片去做，精度极高，且完全可控。
| 技术 | 全称 | 核心作用 | 实现方法 / 关键模块 | 在链路中的位置 |
|---|---|---|---|---|
| DUC | Digital Up-Converter（数字上变频） | 把低速复基带信号变为适合 DAC 输出的实带通中频信号 | 基带滤波/频谱整形 → 插值升采样率 → NCO/DDS 正交载波 → 数字混频搬移到中频 | 发射链路前端（基带之后） |
| DDC | Digital Down-Converter（数字下变频） | 把 ADC 采样的中频信号搬回 I/Q 基带 | NCO 数字混频下变频 → 抽取降采样率 → 通道滤波提取 I/Q | 接收链路后端（ADC 之后） |
| CFR | Crest Factor Reduction（波峰因子衰减） | 在进功放前压制信号峰值，降低峰均比，避免功放饱和 | 削峰、峰值加窗、峰值对消 | 发射链路，功放（PA）之前 |
| DPD | Digital Pre-Distortion（数字预失真） | 补偿功放 AM-AM/AM-PM 非线性及记忆效应，使级联整体线性化 | 反馈链路采集 PA 输出，用 LUT 或多项式模型在线更新系数 | 发射链路，紧接 CFR 之后、DAC/PA 之前 |
典型发射链路处理顺序
| 基带 | → | DUC | → | CFR | → | DPD | → | DAC | → | 模拟中频/射频 | → | PA |
|---|
关键配合关系说明
| 组合 | 配合逻辑 |
|---|---|
| CFR + DPD | CFR 先降峰值减轻功放压力；DPD 再补偿功放剩余非线性，二者配合让功放在更高效率点工作，同时满足 ACLR、EVM 指标 |
| DUC / DDC | 互为逆过程，在 FPGA 中常由 CIC、半带 FIR、补偿 FIR 与 NCO 组合实现，插值/抽取分多级完成以降低时钟压力和资源消耗 |
| 关注点 | DUC/DDC 关注采样率规划、NCO 相位截断、CIC/FIR 位宽与流水线；CFR/DPD 关注反馈同步、系数更新周期、资源占用与闭环稳定性 |
中频亚采样和射频直采架构
- 上图中ω i = k ∗ ω s a m p l e ± ω c \omega_i = k*\omega_{sample}\pm \omega_cωi=k∗ωsample±ωcω i = 0 , ω c 为载波频率 \omega_i=0, \omega_c 为载波频率ωi=0,ωc为载波频率。
- 基于带通采样应用的中频亚采样接收机系统如图 5 所示。在中频亚采样接收机系统中，采样电路代替了零中频接收机体系结构中的混频器。射频信号以基带信号的奈奎斯特速率进行采样。带通采样产生的频谱镜像表达式为（n nn是整数常数；f image f_{\text{image}}fimage是频谱镜像点；f s f_sfs和f c f_cfc分别是采样频率和载波频率）：
f image = ∣ f c ± 2 n f s ∣ f_{\text{image}} = \left| f_c \pm 2n f_s \right|fimage=∣fc±2nfs∣
- 亚采样 / 带通采样：不是按射频最高频率直接采样，而是利用带通信号的频谱位置，用低于射频中心频率的采样率把中频或射频带通信号搬移到基带或低中频。
- 采样电路代替混频器：传统零中频接收机用混频器把射频下变频到基带；带通采样接收机则通过采样过程本身完成频谱搬移，因此可以省去或部分替代混频环节。
- 频谱镜像：采样会使频谱以f s f_sfs为周期重复，所以会出现多个镜像频率。上式中的2 n f s 2n f_s2nfs表示这些镜像相对于载波频率的周期搬移。
CG
《无线发射与接收电路设计（黄智伟）.pdf》，图片主要截取自此书，此外还有“低——中频接收机架构”部分未截取。
现代无线通信接收机架构：超外差、零中频与低中频的比较分析
现代无线通信接收机架构：超外差、零中频与低中频的比较分析
数字中频的设计_完全版
《通信接收机：DSP、软件无线电和设计》
现代通信原理
http://staff.ustc.edu.cn/%7Ewyzhou/chapter1.pdf
数控振荡器原理及实现-原理
FPGA查表法NCO设计详解：相位截断、SFDR与Verilog/VHDL实现