企业官网建设流程全解析

直接从一件我亲自踩过的事说起。那时候我用STM32G474做电机控制器的电压采样板，负责采集母线电压和电机某一相的峰值电压。板子调试完，用万用表测信号源明明很干净，上到STM32G474的ADC以后，读回来的电压却总是比其他表差着一截，而且数值漂得厉害，波形看起来全是毛刺。后来逐项排查，发现根子不在硬件布局，也不在滤波电容，而是ADC采集模式选错了：我默认用了单端输入，压根没有去关注G474这个ADC的差分输入通道。把模式切到差分以后，数据一下稳定下来，误差也恢复到了正常水平。

这篇文章就想把STM32G474上ADC的单端输入和差分输入这件事彻底讲透，包括两者在硬件电路、寄存器配置、采样原理、抗干扰能力上的区别，以及做电压测量时该怎么选、怎么配、怎么处理数据。G474在电机控制、数字电源、工业传感器采集这些场景里用得非常多，ADC又是模拟量采样的第一道关卡，理解和用对这两种输入模式，直接影响你最终测量的精度和稳定性。内容适合正在用STM32G4做嵌入式开发的工程师，也适合刚接触ADC采样、想把电压测准的新手。

1. 为什么要纠结单端还是差分：一次电压采集异常的完整复盘

先回到那次异常，我不急着讲理论，直接还原当时的现象、排查思路和最终定位。因为很多问题，只有在具体场景里才会暴露出来。

1.1 现场现象：同一个信号，两种结果

当时我在做的是电机反电动势峰值电压的测量，信号源是一个幅值大约在0V到3.0V之间变化的模拟信号，频率不高，几百赫兹，输出阻抗大概几百欧。这个信号经过一个跟随器之后直接送进G474的ADC引脚。

现象是：示波器看信号，波形干净，毛刺很小；ADC读数换算成电压，平均值和万用表差，差多少呢，静态点大约差了20到30mV，动态波形的时候，波动范围比原始信号明显偏大，有时误差能到100mV以上。我一开始怀疑是电源噪声，把LDO换了、滤波电容加了，还是没解决；又怀疑是基准电压不稳，换了外部基准，依旧没有明显改善。

后来我仔细翻了G474的参考手册和CubeMX里的ADC配置页面，才发现一个被我忽略的事情：G474的ADC通道，并不是只有普通单端模式，还支持把两个引脚当作一对差分输入，甚至同一时刻，有些通道可以配成单端、有些配成差分。而我使用了PC0采样，PC1相邻引脚悬空，整个系统一直是单端模式在工作。

1.2 根因初判：模式选错了

单端模式下，ADC测量的是引脚对GND的电压，GND上的任何噪声、电源纹波、地弹，都会叠加进信号里。我这块板子上面同时跑了TIM1输出PWM，频率20kHz，还有两个小功率MOSFET在开关。驱动电流在PCB的地平面上来回跑，导致ADC的参考地并不那么“干净”。信号源自己的输出阻抗也不小，单端采样时采样电容的电荷注入和地噪声耦合在一起，最终读数就稀碎。

当我查看CubeMX中该通道的配置项，发现有Single-ended和Differential-ended的选项后，我尝试把PC0/PC1这一对引脚配置成差分输入，信号接PC0，PC1接信号源的参考地（不是板子上ADC的地，而是信号源自己那一侧的参考地）。结果非常明显，读数一下子稳定下来，噪声尖刺大幅减少，和真实电压的误差也回到几个mV的水平。

1.3 定位问题的两条捷径

这个案例里，问题的定位主要靠两条。

第一条是“对比法”。同一个信号源，先用万用表测，再用示波器并联测，最后看ADC读数。如果万用表和示波器都准，只有ADC不准，那问题基本就圈在ADC采集链路里。再进一步，把ADC输入短接到VREF或者GND，看读数是否单调稳定。如果短接GND时读数还有较大跳动，说明噪声进入了参考地路径或输入路径。

第二条是“看数据波动形态”。如果单次转换值的跳动是随机且幅度和信号本身无关，多半是采样保持阶段把噪声采进去了；如果跳动呈现周期性，频率和PWM同步，那么大概率是地或电源耦合的问题。差分模式能够抵消的，正是这种在两个输入端上表现为共模的噪声成分。

所以在这里我就可以先把结论抛出来：做电压测量，尤其是信号源阻抗偏高、电路板上开关噪声又明显的场景，差分输入不是可选项，而是确保精度的必备手段。

2. 从硬件到代码：单端输入与差分输入的底层原理

在动手配寄存器之前，有必要把G474的ADC内部结构搞清楚。很多人只会在CubeMX里点选项，但不清楚它到底改了芯片里什么东西，结果出了问题也无从下手。

2.1 单端输入：以GND为参考的测量方式

单端输入，是大多数MCU的ADC默认工作模式。芯片把引脚上的电压和VSS（地）之间的差作为输入信号。STM32G474内部做电压转换时，本质上就是一个比较和逼近的过程：内部DAC输出一个电压，和输入采样电压比较，逐步逼近。这里的“输入采样电压”，在单端模式里就是ADC引脚的电压，参考地就是VSS。

单端模式最大的优点是简单、省引脚，一个引脚就能采一个点。在信号幅度大、信号源输出阻抗低、PCB地环境干净的场合，单端模式完全够用。但如果信号源的参考地和MCU的ADC地之间存在电压差，这个压差会直接进入测量结果。比如电机驱动板的功率地和模拟地之间，流过大的瞬态电流，瞬时压差可以达到几十甚至上百毫伏，对12位ADC来说，这已经是很大的误差了。

2.2 差分输入：两个引脚之间的电位差

差分输入则完全不同。G474在管脚层面会预留差分对，典型的表现形式是一组INP和INM引脚。内部采样时，ADC不再去量“引脚对地”的电压，而是量化“正输入端INP减去负输入端INM”的结果。

也就是说，如果INP是2.0V，INM是1.8V，ADC测到的是0.2V，而不是2.0V。这样有什么好处？假如地噪声在信号源和MCU之间造成了共模电压抬升，这个抬升会同时作用在INP和INM上，相减之后共模部分就被抵消了，有用信号完好保留。这正是差分测量的核心价值：共模抑制。

在G474的ADC配置中，当某个通道被设置为差分时，内部还会有一个偏置机制。很多参考手册里会提到，差分输入的转换结果会在数值上体现出“中点偏置”，简单说就是为了兼容正负极性，把结果往中间平移。这样即使INP低于INM，转换结果依然落在0到4095的区间内，不会因为负数而丢失数据。

2.3 采样电容与开关网络：为什么输入阻抗和采样周期那么关键

不管是单端还是差分，SAR型ADC采样的第一步都是闭合采样开关，用内部采样电容充电。电容充电的时间常数由信号源内阻、引脚杂散电阻、采样电容容量共同决定。如果充电时间不够，采样电容上的电压还没追上实际信号，转换出来的值就会偏低，这叫作“采样建立不充分”。

G474的ADC很喜欢让工程师去设置采样周期，常见选项从几个周期到几百个周期不等。工程上最稳妥的做法，是用ADC时钟周期乘以采样周期数，算出实际采样时间，然后按信号源等效阻抗去估算建立时间。如果信号源内阻特别大，比如超过10k欧姆，那采样时间短了必然读数偏小。

我实测过一个10k源电阻的信号，配3个ADC时钟周期采样，读出来的电压偏低差不多2%到3%；换成810个周期的采样时间后，误差立刻消失。这跟单端差分没关系，是采样建立时间的基础问题。但在差分场景下，采样开关是两个，充电路径多了一路，源阻抗的影响会更复杂，所以差分输入反而要求两个信号源的阻抗尽量对称，否则共模转差模的误差就会增大。

2.4 共模抑制：差分真正的价值所在

共模抑制这个词听起来高大上，其实可以这么理解：差分输入像是一个“减法器”，两个输入上同时出现的噪声，在减法之间被消除了；而两个输入上不一致的噪声，反而会转化为误差。

在电机控制板上，PWM开关导致地电位波动，本质上是地弹。地弹出现在单端信号上，就是引脚相对VSS的电压被叠加了一个噪声；出现在差分信号上，只要噪声在INP和INM两个引脚上幅度接近，就会被抵消掉。所以差分模式对抗地弹、PWM耦合噪声时，效果立竿见影。

但这不代表差分模式万能。如果INP、INM两个引脚各自的阻抗差很多，噪声在这两条路径上产生的压降不同，已经不再是“共模”了，就会被当作差模噪声测量出来。这就是为什么差分模式下要求两路输入阻抗匹配、走线长度接近，最好用双绞线或者等长的PCB走线把信号引到芯片引脚。

3. 电压测量核心链条：参考电压、量程与转换值换算

搞清楚了输入模式，接下来就要解决“如何把ADC读到的数字变成真实的电压值”。这中间牵涉参考电压、量程范围、差分模式的偏置处理，以及硬件引脚的选择。

3.1 VREF+如何决定测量量程

STM32G474的ADC转换量程由参考电压VREF+决定。如果使用内部VREFBUF或外部基准，VREF+通常被配置为2.5V、3.0V或者接近其上限；如果外部基准引脚直接接VDDA，那么量程就是VDDA。12位ADC的转换结果范围是0到4095，意味着每一步对应的电压是VREF+/4096或者VREF+/4095，具体计算时一般用4096做归一化更严谨。

量程和参考电压的稳定度直接相关。VREF+上面有稍微大一点的纹波，ADC读数就会跟着抖。这也是为什么在实验室环境里，做高精度采集时一定要给基准做滤波，甚至用单独的基准芯片。G474内部也有VREFBUF，用起来方便，但要注意它的精度和温漂是低于专用外部基准芯片的。

单端模式下，量程就是0到VREF+。一旦输入超过VREF+，ADC输出会滞回在4095或饱和；低于0V则会收到0附近。所以做电压测量时，输入信号范围必须始终落在参考电压范围内，否则读数完全失真。

3.2 单端和差分模式下，12位转换值与电压的换算

先说单端模式，这是绝大多数人熟悉的：

float single_to_voltage(uint16_t adc_data, float vref) { return (float)adc_data * vref / 4096.0f; }

差分模式则不完全是这个公式。因为差分结果可能对应正负两种极性，寄存器里往往会有一个偏置码。常见的方式是把0x800附近作为“零点”，也就是两个输入相等时ADC落在一个中间值附近。那么换算就要带上偏移量。大致的工程公式如下：

float diff_to_voltage(uint16_t adc_data, float vref) { int16_t signed_data = (int16_t)(adc_data - 0x800); return (float)signed_data * vref / 4096.0f; }

这个公式的意思是：先减掉中点偏置，把结果当作有符号数处理，再按参考电压折算成电压。这样INP低于INM时，得到的电压是负数。具体的偏置值，G474不同系列、不同分辨率下可能略有差异，官方手册里会给出精确的偏移量定义，我建议以实际测试为准，特别在差分测量时，先短接两个输入，把读回的数字码记录下来，用它作为零点偏移，这个做法比硬套公式更可靠。

3.3 硬件引脚与通道映射：哪些通道可以用作差分

STM32G474的ADC通道数量很丰富，不同封装下可用引脚有所区别。在CubeMX里，你把某个模拟通道的输入模式选成差分后，它会自动为你配对INM引脚。常见的情况是同一组相邻引脚中，一半做正输入，一半做负输入，比如PC0和PC1这种相邻关系，经过配置后可以组成一对差分输入。

实际画板的时候，你要特别注意：计划用差分模式的话，INP和INM两个引脚都必须从原理图阶段就预留出来，并且周边走线尽量对称。不要等PCB画完了才想起来要用差分，结果负输入端被绕了很远，干扰自然就大了。

3.4 采样保持时间与通道建立时间如何评估

采样时间的选择不是拍脑袋。G474里ADC时钟可以由PLL分频而来，通常几十MHz。采样时间可选择的范围从1.5个ADC时钟周期到810.5个周期。计算公式大致是：

T_sample = (采样周期数) / F_adc

信号源等效阻抗和采样电容的关系，可以参考这个近似思路：采样时间至少要达到信号源阻抗和内部采样电容所组成RC网络时间常数的5倍以上，最好10倍。比如，假设内部采样电容约4pF到10pF，信号源等效阻抗10k欧姆，RC约为0.04微秒到0.1微秒，那么5倍就是0.2到0.5微秒，对应的采样时间需要大于这个值才比较稳妥。

现场调试时，最直观的方法是：把采样周期从短到长逐步加大，同时观察ADC读数变化。如果读数越变越大，直到某个点后保持稳定，那说明之前采样建立不足。等到读数稳定后，再留一些余量，就是当前通道合适的采样周期数。

4. 工程实战：单端/差分模式配置与电压测量代码实现

原理讲得再多，最终还是要落到工程上。下面我按CubeMX配置、HAL库代码和寄存器级关键位的顺序，把整个流程走一遍。

4.1 基于CubeMX的时钟、ADC和DMA配置要点

新建STM32G474工程后，首先保证ADC所需的时钟正确。把ADC时钟配置在芯片允许的最高频率附近，但不要超过上限。G474的ADC时钟通常来自PLL输出的系统时钟分频，最大到几十MHz，具体以芯片数据手册为准。ADC时钟过高会影响转换精度，所以很多项目里反而会选择把ADC时钟配置在20MHz左右，折中考虑速度和精度。

然后打开ADC模块，选择要使用的通道。如果只做单次轮询采样，可以不开DMA；但实际电压测量里，我希望连续采样一组数据然后做均值，这时候DMA是必须的。CubeMX里把ADC配置为Continuous conversion mode，扫描顺序里加入需要转换的通道，然后在DMA设置里添加ADC通道，数据传输模式设为Circular。

在Pinout页面，找到对应通道，把Mode设置为Single-ended或Differential-ended。选Differential-ended后，工具会自动将另一个负输入引脚也标记为模拟输入，原理图里那个引脚就要接到信号参考地或传感器负端。

4.2 寄存器级别的模式切换关键位

CubeMX本质上就是帮你填寄存器。如果你需要在不使用CubeMX的情况下做寄存器配置，需要关注几个关键点：

• DIFSEL寄存器：控制每个通道是否为差分模式。某一位置1，表示对应通道差分使能；置0则是单端。
• CFGR寄存器的RES位：设置转换分辨率，12位/10位/8位/6位。注意在差分模式下，某些分辨率下的偏移处理方式和有效位数略有区别，建议保持12位最稳妥。
• SMPR寄存器：设置每个通道的采样时间，也就是前面讲到的采样建立时间，是影响精度的直接因素。
• SQR寄存器：定义规则序列，也就是当前扫描转换的通道顺序，DMA搬回来的数据顺序由它决定。
• DR寄存器：保存最终转换结果，HAL库封装后通过ADC_GetValue之类的接口读取。

从HAL库的角度，你要改差分/单端模式，代码里对应的是ADC_ChannelConfTypeDef结构体中的Configuration字段，或者直接通过CubeMX重新生成初始化代码。总之你理解了DIFSEL这个关键寄存器，就一定理解所有配置工具的套路。

4.3 一个可直接参考的电压采样代码示例

下面我给出一个基于HAL库的简单单端+差分混合采样示例，逻辑是分阶段采集两个通道：第一个通道单端测母线电压，第二个通道差分测信号负端相对正端的电压。这个代码可以直接跑串口看数据。

#include "main.h" ADC_HandleTypeDef hadc1; DMA_HandleTypeDef hdma_adc1; #define ADC_BUF_SIZE 16 uint16_t adc_buf[ADC_BUF_SIZE]; float adc_value_to_voltage(uint16_t raw, float vref, int32_t diff_offset) { int32_t signed_raw = (int32_t)raw - diff_offset; return (float)signed_raw * vref / 4096.0f; } void adc_measure_single(void) { ADC_ChannelConfTypeDef sConfig = {0}; sConfig.Channel = ADC_CHANNEL_3; // 例如PC2对应的输入通道 sConfig.Rank = ADC_REGULAR_RANK_1; sConfig.SamplingTime = ADC_SAMPLETIME_47CYCLES_5; HAL_ADC_ConfigChannel(&hadc1, &sConfig); HAL_ADC_Start_DMA(&hadc1, (uint32_t *)adc_buf, ADC_BUF_SIZE); // 等待DMA搬完一个批次 HAL_Delay(2); uint32_t sum = 0; for (int i = 0; i < ADC_BUF_SIZE; i++) { sum += adc_buf[i]; } float avg = (float)sum / ADC_BUF_SIZE; float vol = adc_value_to_voltage((uint16_t)avg, 3.3f, 0); printf("single voltage: %.3f V\r\n", vol); } void adc_measure_differential(void) { ADC_ChannelConfTypeDef sConfig = {0}; sConfig.Channel = ADC_CHANNEL_6; // 差分对对应的通道号 sConfig.Rank = ADC_REGULAR_RANK_1; sConfig.SamplingTime = ADC_SAMPLETIME_810CYCLES_5; // 源阻抗高时适当加大采样时间 HAL_ADC_ConfigChannel(&hadc1, &sConfig); HAL_ADC_Start_DMA(&hadc1, (uint32_t *)adc_buf, ADC_BUF_SIZE); HAL_Delay(2); uint32_t sum = 0; for (int i = 0; i < ADC_BUF_SIZE; i++) { sum += adc_buf[i]; } float avg = (float)sum / ADC_BUF_SIZE; // 这里用0x7FF只是参考零偏，实际要短接标定 float vol = adc_value_to_voltage((uint16_t)avg, 3.3f, 0x7FF); printf("diff voltage: %.3f V\r\n", vol); }

注意上面代码里，差分通道的“零偏”我给了一个初值，但这只是示意。实际使用务必在硬件上把INP和INM短接，然后读一次ADC结果，把这个结果当作真正零偏再代入计算。

4.4 差分模式下的DMA数据组织形式

当规则序列里既有单端通道又有差分通道时，DMA会按SQR里的顺序依次把结果搬进缓冲区。比如SQR里先配了单端通道A，再配差分通道B，那么adc_buf[0]是A的结果，adc_buf[1]是B的结果。这个顺序不会因为你中间改了配置而变化，所以代码里取数据时一定要按SQR顺序来。

很多工程师在“多通道+ADC+DMA”上踩坑，是因为缓冲区结果顺序和预期不对。排查方法很简单：先把所有输入通道短接到GND，看哪一路读数为0，再把某一个引脚单独接一个固定电压，观察缓冲区里哪个位置变化，就能反推出映射关系。

这里也提醒一下：差分通道和单端通道混用时，数值范围可能不同。单端通道的零点通常接近0，差分通道零点在中点附近。如果你的主控端用同一套换算逻辑去处理所有通道，结果会非常混乱，最好的做法是每个通道单独维护一个转换函数和标定偏移。

5. 实测数据对比：单端、差分、加运放后的真实表现

理论归理论，对抗干扰的理解要靠数据落地。这一节我放一组我在调试现场记录下来的对比测试，方便大家直观感受模式选择对电压测量的影响。

5.1 测试平台与信号源

• 主控：STM32G474RET6，ADC时钟约20MHz
• 参考电压：VDDA=3.3V，外部基准3.3V供电
• 信号源：可调直流信号源，内阻约100欧姆，输出0.5V、1.5V、2.5V三个测试点
• 干扰源：板载20kHz PWM，MOS管驱动一个感性负载，负载电流约1A
• 测量方式：单端模式与差分模式分别接线，各采样100次取平均值和标准差

信号源参考地和PCB模拟地之间，我故意用了一根较长的跳线连接，以模拟现场地电位不干净的情况。这样测试更接近真实电机控制板的恶劣环境。

5.2 数据对比表格：误差、噪声、分辨率对比

可以清楚看到，在有PWM干扰的情况下，单端模式不仅平均误差大，波动范围也明显高；差分模式把共模噪声剥离后，平均误差和波动都大幅下降。

如果你对测量精度要求更高，外部加一个仪表放大器或者一个低噪声运放做单端转差分，把信号先调理成合适的共模电平，再送进G474的差分ADC，效果会更明显。我在另一个项目中，加了INA128后，同样干扰条件下，测量误差控制在1mV以内。

5.3 为什么差分读数更“干净”

这个现象的本质，在地层面。单端模式下，ADC参考地是芯片的VSS，信号源参考地和芯片VSS之间通过长跳线连接，跳线上有寄生电感。PWM开关的大电流流经这个寄生电感时，产生了高频压降，这个压降直接叠加到信号上。

差分模式下，信号源的正端和负端同时被引到ADC的两个输入，地噪声在两根线上产生的压降理论上接近一致，于是ADC内部相减时被消除。这就是数据表格里波动范围大幅下降的原因。

从数据还能看到一个细节：电压越高，单端的误差反而越大，这说明地噪声和信号绝对值有关，可能是信号源内部的输出级在工作点抬升时，其参考地受干扰的影响也在加重。差分模式因为没有把GND当参考，所以这种非线性影响被抑制得很好。

5.4 差分模式“不够用”的时候：共模电压与输入范围限制

差分模式并不是无脑替代单端。G474的差分ADC输入，对共模电压范围有要求。两个输入引脚上的电压，都需要落在芯片允许的输入范围内。通常要求INP和INM都在VSS和VREF+之间，或者在这个范围内的一个更窄窗口里。如果负输入端接了负电压，或者正输入端超过参考电压，芯片内部ESD保护和采样开关网络会出现异常，读数绝对不可能是正确的。

因此，如果你的信号本身就包含负电压，比如交流信号的负半周期或电机反电动势负向部分，不能直接把负电压送进差分ADC的INM脚，认为“反正差分能测负差”。你需要先把信号整体抬升一个直流偏置，把两个输入都移到ADC允许的范围内，再让ADC去测量。

这个问题在电机驱动里尤其常见。很多人想直接测线圈两端的差分电压，却忽略了线圈的共模电压可能高于VREF+或者低于VSS。解决办法通常是先用电阻分压和运放做电平搬移，再进入ADC。

6. 常见问题与经验：这些坑我都帮你踩过了

最后这部分，我把调试STM32G474电压测量过程中最常见的问题和排查手段整理成速查表，然后把一些文字里不太方便展开的经验单独拉出来讲。这些内容大多数是参考手册里不会直接写的。

6.1 常见问题速查表

6.2 采样值跳动的处理手段

如果已经确认模式、接线都正确，ADC读数仍有小幅跳动，先别急着在代码里疯狂滤波，你要先分辨噪声来源。最简单的方法是，用示波器观测G474的VDDA、VREF+和输入引脚。如果VDDA纹波在几十mV级别，优先解决电源，而不是滤波。

如果电源纹波已经挺干净，但读数还是跳动，可能来自采样开关的电荷注入或信号源阻抗过高。这时把采样周期加到几百个周期再试试，一般会有改善。仍然不行的，考虑加RC低通，RC的截止频率要高于信号带宽、低于噪声频率，这样可以把高频毛刺滤除，又不影响有用的动态信号。RC的R值不能太大，否则又会拉长采样建立时间。

软件上，做均值滤波是最简单的做法，比如连续采集16次去掉最大最小再平均，或者用移动平均。G474还内置了硬件过采样器，可以配置OSR倍数，相当于硬件层面的累加平均。我用过硬件过采样128倍后的数据，静态信号下波动可以压到1个LSB以内，动态信号则要小心过采样带来的带宽下降。

6.3 接线布局和参考地分割的经验

模拟电路设计里，“地”是最容易被低估的词。单端测量，所有噪声都汇入地；差分测量，地不再是参考，但它依然决定两个输入信号的回路。

给PCB布线提几个实用的建议：

• ADC的两个输入引脚，尤其差分对的INP和INM，从焊盘出来就尽量并行走线，间距固定，不要跨过别的数字信号线。
• 模拟地、数字地、功率地做单点连接。不要整块铜皮连在一起，不然PWM的开关电流会在模拟区域制造地电位差。
• VREF+引脚旁边放1个0.1uF和1个1uF电容，尽量靠近引脚。
• 如果信号来自外部连接器，差分信号建议采用屏蔽双绞线或者在同一屏蔽层内走线，屏蔽层单端接地。

我以前遇到过，ADC输入引脚旁边走了一根SPI时钟线，SPI一通信，ADC读数就周期性跳动，拔掉SPI设备，读数就恢复。后来把信号线挪开，远离SPI走线，问题就再没出现过。这类问题不能靠代码解决，只能靠layout解决。

6.4 关于G474多ADC同步采样的补充

G474最强大的地方，是内部集成了多个独立ADC，可以配合定时器触发实现同步采样。三相电机电流、多相电源电压的测量，往往需要用ADC1/ADC2/ADC3同时采多个通道，如果用单ADC轮流扫描，不同通道之间会存在时间差，相位不对，计算出来的功率、角度、电流环反馈就会失真。

在这种多ADC同步采样场景下，每个ADC内部的通道仍然可以独立设置为单端或差分。比如电流采样用差分模式采集采样电阻两端的电压，母线电压用单端模式采集分压后的电压，两者不冲突。配置时要注意，各ADC的触发源要一致，DMA请求要分别映射，不然同步效果就要打折扣。

我在做三相电机FOC控制时，就是让ADC1、ADC2、ADC3在PWM中点同时触发，分别采集三相电流。电流采样使用差分输入，最大程度抑制开关噪声，效果比之前用单端加软件滤波好了非常多。这个经验在电机控制类项目里可以少走不少弯路。

最后再分享一个小技巧。如果你在使用G474做差分电压测量，调试阶段千万不要凭数据手册的公式直接写死零点偏移。最稳妥的办法是，在硬件上设计一个“校准开关”，可以用跳线或继电器把INP和INM短接，上电后先读一次零点，然后再把跳线断开进入正常测量。这样即使芯片温漂、基准漂移，软件也能基于当前环境自动修正零点。这个小设计在工程量产和测试中非常实用，相当于把模拟系统的误差源头消掉了一大半。