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1. 单节电池加无线负载，为什么绕不开升压

1.1 一颗电池的电压曲线远比你想的窄

做便携设备的人都知道，标称1.5V的碱性电池，新电池开路电压能到1.6V，可一旦接上负载，电压立刻掉到1.4V左右。随着电量消耗，放电平台慢慢往下走，到接近没电的时候，电压会掉到0.9V甚至更低。镍氢充电电池更直接，标称1.2V，充满1.45V，放完电还剩1.0V。这个电压区间，对于需要3.3V供电的无线SoC、传感器、显示模块来说，完全不够用。

直接拿电池给3.3V MCU供电当然不行，但拿两个电池串联到3V呢？电池数量翻倍，体积和重量上去了，而且两节电池之间容量、内阻不可能完全一致，放电后期有一节先耗尽，整机就得提前关机。单节电池加升压是现阶段更合理的解法：少一颗电池，系统体积小一圈，还能把电池能量压榨到截止电压以下。

TLV61290YBGR这种芯片存在的意义，就是把0.3V到5.5V这种宽泛的输入电压，抬升到一个稳定的输出轨。注意0.3V这个下限，意味着单节电池哪怕被放到接近空电，只要还有微弱电压，它还能继续工作，配合低功耗MCU把最后一点能量用掉。

1.2 无线模块的脉冲电流负载给电源出难题

无线设备最大的负载特征不是平均功耗高，而是瞬时电流尖峰和待机电流之间的落差极其夸张。以常见的BLE模块为例，广播发射时电流可能冲到50mA到100mA，接收时10mA到20mA，而深度睡眠时可能只有1uA到几uA。这个动态范围横跨五个数量级。

如果不用升压，直接把电池接到无线模块上，问题立刻暴露：电池内阻不是恒定的，放电初期内阻小，电压降不明显；放电后期内阻变大，发射瞬间的大电流会在电池内阻上产生明显压降，模块供电电压被拉低，轻则发射功率下降，重则MCU掉电复位。而升压转换器充当了一个缓冲的角色，它内部有电感储能，能把电池的低电压转换成稳定的输出能量，在无线模块突然拉走大电流时，由输出电容和电感里的储能共同维持电压不掉。

我手上这块板子，无线传感器丢在室外，用的是两节7号电池串联升到3.3V，但串两节电池的缺点是低温时衰减太快，后来改成单节锂电池加TLV61290，整机体积小了一大截，而且电池电压从4.2V一路降到3.0V都能维持3.3V输出，这让后续的固件电量计算省了很多麻烦。

1.3 boost、buck、电荷泵怎么选

便携设备的电源拓扑选择，很多时候不是“哪种高级用哪种”，而是看输入和输出的电压关系。

• 输入电压始终高于输出电压，用buck降压；
• 输入电压始终低于输出电压，用boost升压；
• 输入电压一会高一会低，比如单节锂电池从4.2V放到3.0V，又要输出3.3V，那得用buck-boost或者SEPIC；
• 倍压比固定的小功率场合，电荷泵也能用，但它输出电流有限，不适合给无线发射模块供峰值电流。

单节干电池或镍氢电池，电压永远在0.9V到1.5V之间，目标输出3.3V或5V，选boost拓扑没什么悬念。TLV61290本身是同步boost架构，内部集成低边开关管和同步整流管，相比带肖特基二极管的非同步方案，满载效率能高几个点，轻载表现尤其明显。非同步方案在轻载时二极管正向压降0.3V到0.5V，白白消耗掉一部分能量，同步整流用MOSFET代替二极管，压降可以做到几十毫伏，轻载效率差别肉眼可见。

2. 升压芯片里那点“电感储能”的事，吃透就不怕调板

2.1 开关导通时电感充磁的整个过程

boost升压电路的基础就一个电感、一个开关管、一个整流管（或同步管）、一个输出电容。TLV61290内部把这些开关管都集成进去了，外部只需要一个电感和输入输出电容。

开关管导通时，输入电压直接跨在电感两端，电感电流线性上升。此时电感的物理特性在起作用：电流不能突变，而是随着时间以di/dt = V/L的斜率增加。这段时间内，电感把输入电源的能量以磁场形式存储起来。电感的储能公式是E = 0.5 × L × I²，同等电流下，电感值越大，储存能量越多。

导通时间的长短，决定电感电流能冲到多高。如果导通时间太长、电感值太小，电流可能冲到芯片设定的峰值限流值，芯片会强制关断开关管进入限流状态。这就是为什么电感选型不能拍脑袋，感值太小或饱和电流不够，都可能在重载时出问题。

2.2 开关断开后如何把磁场能量换成输出电流

开关管断开时，电感电流不能突变，它会继续维持原来的方向流动。此时电感两端电压极性反转，原本接电源的一端被抬高，电流通过整流管（或同步整流管）流向输出电容和负载。这个阶段，电感释放磁场能量，输出电容被充电，输出电压就是这么建立起来的。

输出电压的大小，取决于开关管导通的占空比。理想boost的输入输出关系是Vout = Vin / (1 - D)，其中D是占空比。输入1.2V、输出3.3V时，理论占空比约为0.64；输入电压降到1.0V时，占空比要抬到0.70才能维持输出。芯片内部环路会自动调整占空比，不需要软件干预。

但实际电路中还有二极管压降、开关管导通电阻、电感DCR等损耗，所以真正的占空比会比理想值略高。这也是为什么boost降压比设计时，要预留一定的余量，不能卡着边界算。

2.3 同步整流与二极管整流的效率差别

老式boost电路用肖特基二极管做续流，简单可靠，成本低。但肖特基二极管的正向压降通常在0.3V到0.4V，输出3.3V时，这一压降就占了输出电压的10%左右，效率损失非常可观。

同步整流用MOSFET替代二极管，导通时电阻可以做到几十毫欧，压降只有十几毫伏到几十毫伏，效率提升明显。TLV61290内部的高边MOSFET承担同步整流功能，芯片自己控制开关时序，避免高低边同时导通造成电流倒灌。

这里有个容易被忽略的点：同步boost在轻载时可能工作在不连续导通模式(DCM)或脉冲频率调制(PFM)模式。此时电感电流在每个周期内先升后降到零，甚至出现负电流。芯片会检测电感电流过零点并关闭同步管，避免电流从输出电容倒灌回电感，从而拖垮轻载效率。选芯片时，要看它是否支持这类轻载控制策略，不是所有同步boost都做得好。

2.4 轻载PFM与重载PWM切换原理

无线设备大多数时间处于待机状态，平均负载极低。如果一直用固定频率PWM方式工作，开关损耗和驱动损耗会一直存在，待机电流可能从几uA跳到几百uA，整个系统的低功耗设计就白做了。

TLV61290这类芯片在轻载时会切换到PFM模式：开关脉冲被拉长间隔，每次只发送维持输出电压所需的最小能量，芯片内部很多电路被关掉，静态电流可以压到340nA这个量级。负载变大时，芯片再平滑切回PWM模式，保证输出电流能力。

这个自动切换过程是芯片内部完成的，不需要MCU干预。但MCU在设计功耗预算时，必须知道芯片工作在PFM模式时，输出纹波会比PWM模式大一些。如果后续接的无线模块对电源纹波敏感，需要在输出端增加一点小容量电容做滤波辅助，或者用合理的布局把纹波控制在无线模块可接受范围内。

3. TLV61290YBGR的核心参数，如何对应到实际设计

3.1 0.3V输入到5.5V：单节电池的全生命周期全覆盖

TLV61290的输入电压范围标注是0.3V到5.5V。0.3V这个下限是什么概念呢？单节碱性电池放到0.9V时通常被判定为没电了，但TLV61290还能继续工作，把0.3V这种极端电压抬升起来。

这对系统设计影响很大：你可以把电池放电截止电压设得更低，榨出更多的可用容量。碱性电池的放电曲线尾部有一段“虚电区”，电压低但还有不少能量，很多设备因为升压芯片最低工作电压太高，白白浪费了这部分电量。用TLV61290可以把关断电压设到0.5V甚至更低，前提是负载电流不大。

实际使用中，我不会真让电池放到0.3V才关机。PIC18F45K40的ADC会实时监测电池电压，到0.9V左右就触发低压报警，0.8V以下就控制TLV61290进入关断模式。这样既利用了芯片的低压能力，也避免电池过放损坏。

3.2 340nA静态电流对无线待机寿命的影响

低静态电流是这类“能量采集级”升压芯片的核心卖点。340nA的静态电流意味着升压电路一旦开启，在无负载情况下，它自己消耗的电流比很多MCU的睡眠电流还要低好几个数量级。

拿无线传感器典型场景算笔账：假设系统待机电流是5uA，其中MCU睡眠电流3uA，升压芯片静态0.34uA，传感器固定偏置1.6uA。如果没有这个低静态电流的升压芯片，随便一颗普通boost芯片的静态电流可能就是50uA甚至100uA，睡眠时段的电流直接暴涨20倍，电池寿命从半年缩到半个月。

需要注意，340nA是在PFM模式、输出电压稳定、无负载条件下的典型值。实际系统里TLV61290的输出端还挂着PIC18F45K40、无线模块和传感器，休眠时这些负载的漏电流加起来可能超过芯片自身静态电流，所以整机待机电流优化不能只看芯片参数，还要算外围漏电。

3.3 峰值电流限制与可带载能力估算

芯片的峰值电流限制决定了它能输出的最大功率。boost电路里，电感电流的峰值不等于输出电流，它们之间的关系要按能量守恒来算。

假设输入1.2V，输出3.3V，效率按85%估算，芯片峰值电流2A，则输出最大电流大约是：

Iout_max ≈ 0.85 × Vin × Ipeak / Vout = 0.85 × 1.2 × 2 / 3.3 ≈ 618mA

这个估算值比实际连续输出电流偏高，因为boost电路工作在连续导通模式时，电感电流有纹波，峰值电流比平均电流大。不过这个计算能给我们一个基本判断：TLV61290带一个BLE模块加若干传感器是绰绰有余的，一般无线节点的持续电流在几十毫安级别。

设计时要留出足够余量，特别要关注电感的饱和电流。电感峰值电流是平均电流加纹波电流，如果电感饱和电流不够，电感量会骤降，储能能力大幅缩水，输出就稳不住。

3.4 真关断、使能引脚和软启动

TLV61290有一个EN引脚，拉低时芯片进入关断模式，输入到输出的通路被切断，静态电流进一步减小。这个功能特别适合电池供电系统：MCU检测到电池容量不足时，直接关断后端负载，而不是让电池在小电流下慢慢漏光。

所谓的真关断，是指芯片在关断时，内部开关管全部关闭，电池到输出端没有低阻抗通路。有些普通boost芯片关断后，内部二极管或MOSFET体二极管会形成一条从输入到输出的漏电路径，电池能量还是会被消耗掉。TLV61290的真关断设计可以在关断状态下彻底切断这条路径。

软启动功能同样重要。无线设备在插入电池时，输出电容处于完全放电状态，如果没有软启动，芯片启动瞬间会吸入非常大的浪涌电流，可能拉低电池电压导致系统复位。TLV61290内部会逐步提高输出电压，减小冲击，MCU这边只要保证在芯片输出稳定后再初始化外设就行。

4. PIC18F45K40在升压系统中的分工，别把它当普通单片机

4.1 MCU不参与拓扑控制，但做系统级电源管理

有些工程师一看到“升压控制”就以为MCU要输出PWM驱动开关管，自己去搭一套boost闭环电路，这完全走偏了。TLV61290已经集成了功率开关、反馈环路、软启动、保护逻辑，它是一个完整的电源管理芯片。PIC18F45K40在这里的角色是系统级电源管理者，做的是监督、协调、策略执行的活儿。

具体分工是这样的：TLV61290负责把电池电压升到3.3V并稳定输出，PIC18F45K40从3.3V取电，然后通过ADC监测电池电压、通过GPIO控制TLV61290的EN引脚、在无线模块发包时让升压芯片提前进入较高带载能力的状态。

PIC18F45K40在这个系统里还有一个先天优势：它的睡眠电流很低，在开启看门狗定时器和部分外设的情况下，睡眠电流能压到几个微安级。和TLV61290的340nA静态电流叠加起来，整机待机电流依然可控，不会因为加了电源管理系统导致待机功耗失控。

4.2 ADC监测电池电压与低电压报警的实现

电池电压监测是电源管理的基本盘。PIC18F45K40内置10位ADC，配合内部固定电压参考（FVR）模块，可以省掉外部基准芯片。

这里有一个设计细节：电池电压需要经过电阻分压再进ADC，因为TLV61290输入端的电压范围是0.3V到5.5V，如果直接用单节镍氢电池，最高1.5V左右，其实在ADC参考范围内。但如果是单节锂电池，最高4.2V，超过了PIC18F45K40工作电压对应的ADC参考范围（通常参考是工作电压3.3V或内部FVR的2.048V），就必须用分压电阻。

我常用的做法是用两个高阻值电阻分压，比如1MΩ和470kΩ，再并联一个100nF电容滤波。高阻值分压的静态电流小，但采样时要考虑ADC采样电容的电荷注入问题，采样时间要适当拉长，或者加一个运放跟随。低成本的简化做法是直接加大采样保持时间参数，也能得到可接受的精度。

4.3 用使能脚和动态调压配合无线突发功耗

无线模块发包时，瞬时电流可能冲到100mA以上。这种情况除了靠TLV61290自身的负载响应外，还可以在软件层面做预判：PIC18F45K40在发包前先唤醒无线模块，再等几个毫秒让TLV61290输出电容预充电，然后才触发无线模块的发射序列。

如果你选的是带动态电压调节功能的升压芯片，还可以在发包期间临时调高输出电压或限流点，发射结束后再降回来。TLV61290部分型号支持通过外部引脚或数字接口调节输出电压，具体使用时看选型手册。PIC18F45K40的GPIO资源丰富，完全有余力去控制这些引脚。

一个更实际的用法是：系统检测到无线模块即将从睡眠切换到发射状态时，先把TLV61290的EN引脚拉高并等待输出稳定，再给无线模块上电。无线模块自己不做电源管理的话，这种主从配合能有效避免上电瞬间的冲击电流导致升压输出跌落。

4.4 低功耗模式下的电压巡检时间预算

低功耗设备不可能让MCU一直醒着，通常的做法是MCU进入睡眠，定时器定时唤醒，巡检一次电池电压，然后继续睡。PIC18F45K40的看门狗定时器或低功耗定时器可以在睡眠状态下工作，唤醒后执行一段非常短的巡检程序。

巡检时间要精确控制，因为MCU每醒一次，就要从TLV61290取一次电。我实测过一个典型的巡检流程：MSB进位后唤醒，读取ADC值，跟阈值比较，决定是否要操作EN引脚，整个过程大约200us。以66uA的运行电流计算，每次巡检消耗的电荷量约3.7nAh，每天巡检600次也就2.2uAh，这个开销可以忽略不计。

关键是不要让MCU在巡检时做太多无关的事情，不要在唤醒后初始化全功能外设，只打开必要的ADC通道和比较器，读完立刻回睡眠，这样整机待机功耗才有保障。

5. 硬件设计实操：从原理图到PCB布局

5.1 设计目标与完整系统框架

先说我这块板子的设计目标：单节镍氢电池输入（0.9V到1.4V），输出3.3V，峰值负载100mA，无线模块为BLE SoC，整机待机电流目标小于5uA。

系统框架如下：

电池(0.9V~1.4V) ──┬── CIN ── L1 ──┬── SW ── TLV61290 ── VOUT(3.3V) ── CUT │ │ │ GND EN/GND 无线模块 PIC18F45K40

这个框图只是画了主干，实际PCB上还要考虑地平面回流、去耦电容的放置位置、分压电阻的走线方式。下面逐个讲。

5.2 电感选型计算：感值、饱和电流与DCR

电感是boost电路的核心储能元件，选型三要素：感值、饱和电流、直流电阻（DCR）。

感值的选择和开关频率、纹波电流有关。TLV61290的工作频率约为1MHz，输出3.3V，输入1.2V时，按20%至40%的纹波系数计算感值，公式如下：

L = (Vin × (Vout - Vin)) / (fsw × ΔI × Vout)

代入输入1.2V、输出3.3V、开关频率1MHz、纹波电流0.2A，计算得到：

L = (1.2 × 2.1) / (1e6 × 0.2 × 3.3) ≈ 3.8uH

实际取4.7uH或10uH都可以，感值越大纹波越小，但电感和DCR也会变大，满载损耗增加。我在这块板子上用了10uH的电感，偏保守，轻载效率更好，代价是重载时瞬态响应稍慢。

饱和电流至少要留30%到50%的余量。假设峰值电流1.5A，那电感的饱和电流至少取2A以上。如果电感饱和了，电感量急剧下降，电流失去限制，芯片会进入限流模式，输出拉垮，严重时芯片过热。

DCR直接影响满载效率。举个例子，同样10uH电感，DCR约80mΩ的电感在100mA负载时损耗约0.8mW；DCR约200mΩ的电感损耗约2mW。看起来差距不大，但在低压升压场景，效率每1%都很珍贵，所以尽量选DCR小的电感，哪怕体积大一点。

5.3 输入输出电容选型细节

输入电容的主要作用是稳定输入电压，抵消电池内阻变化带来的电压波动。因为电池本身是电压源，加上电池到芯片有走线电阻，发射电流的突变会在输入端形成电压纹波，叠加到芯片的输入电压上，可能干扰芯片的输入电压检测逻辑。

输入电容我通常放两个并联，一个大容量电解或钽电容做低频储能，一个小容量陶瓷电容做高频去耦。对于TLV61290输入，10uF + 0.1uF的陶瓷电容组合足够，放在芯片输入引脚尽量近的位置。陶瓷电容的直流偏压特性要注意，10uF的电容在5V偏压下可能只有6uF的实际容量，选型时看手册里的容压曲线。

输出电容直接关系到负载瞬态响应。无线模块发射时电流瞬间变大，输出电容提供的电荷越多，电压跌落越小。公式上，负载突变引起的电压跌落约等于ΔI × Δt / Cout，100mA突变、10us缓解时间、想要跌落小于50mV，需要的电容是：

Cout = 0.1 × 10e-6 / 0.05 = 20uF

所以输出端我放了22uF陶瓷电容，加上一颗0.1uF高频瓷片，实测纹波基本能控制在30mV以内。

5.4 PCB布局关键：小回路、地回流与开关节点

boost电路的布局核心就一句话：让高频电流环路尽可能小。具体说三个点。

第一，输入电容、电感、芯片SW引脚、输出电容之间的功率回路要短。这个回路里的电流是脉动的，回路面积越大，辐射噪声越高，还容易耦合到无线模块的天线。把功率元件放在同一面，走线尽量粗短，不要拐来拐去。

第二，芯片的地引脚要直接通过过孔回到地平面，不要和MCU的地共线走很长。电源地和信号地最好在地平面层分开回流，最后在某一点汇合。这样做可以减少地弹噪声对ADC采样精度的影响。

第三，SW开关节点是电压跳变最剧烈的地方，不能靠近敏感信号线或无线模块的射频走线。SW节点下方不要铺铜，把开关节点的铜箔面积控制得刚刚好，既要能走足够的电流，又不要大得像个天线一样辐射能量。在这块板子上，我把TLV61290摆在一角，无线模块和天线在另一个角落，中间是MCU和地平面隔断，EMI改善明显。

6. 固件侧落地：初始化、ADC采集与低功耗协同

6.1 ADC模块配置与定点化电压换算

PIC18F45K40的ADC模块支持多种参考电压源，可以直接选择FVR的2.048V作为ADC参考。这样即使MCU工作电压3.3V有轻微波动，ADC测量结果也不会随之漂移，省去外部基准电路。

电池电压经分压后，单节镍氢电池范围0.9V到1.5V，分压系数0.5，则进ADC的电压是0.45V到0.75V。用10位ADC，2.048V参考，最大采样值1023，对应电压约2.048V，精度约2mV每LSB。加上分压电阻的误差，总精度在±10mV左右，对电池电压判断来说完全够用。

ADC初始化代码大致是：

void ADC1_Init(void) { // 使能FVR，输出2.048V参考 FVRCON0bits.FVREN = 1; FVRCON0bits.ADC_REF = 0b10; // ADCREF选择外部FVR // ADCON0: ADC使能，选择模拟通道 ADCON0bits.ON = 1; ADCON0bits.CHS = 0b00001; // 使用AN1作为电池电压检测输入 // ADCON1: 右对齐，参考电压取FVR ADCON1bits.ADFM = 1; ADCON1bits.ADPREF = 0b10; // ADCON2: 采样时间配置，因为前端分压电阻阻值较大 ADCON2bits.ACQT = 0b1010; // 足够长的采样保持时间 ADCON2bits.ADCS = 0b101; // 转换时钟分频 }

关键点是采样保持时间。分压电阻用的是1MΩ和470kΩ，等效源电阻约320kΩ，加上ADC采样电容，如果采样时间太短，采到的电压会明显偏低。我把采样时间设成了最大档，实测读数稳定。

6.2 电池电量的状态机：正常、低压、关断

固件里建议把电池状态做成一个简单的状态机，不要每次采样都直接做阈值判断，那样容易在边界值附近抖动。

我用的状态定义：

状态切换需要加迟滞。比如进入低压警告的条件是电压低于1.05V，但恢复正常要高于1.10V，避免在阈值附近反复横跳。迟滞的实现很简单，判断的阈值分上下行两套，或者用一个简单的一阶滤波算法：

uint16_t battery_filtered = (battery_filtered * 7 + battery_raw * 3) / 10;

这种滤波可以消除单次采样跳变带来的误判，代价是反应稍微慢一点，对电池电压这种慢变量来说完全够用。

6.3 无线发包前的升压输出预调整

无线模块发射时的尖峰电流是系统设计的头号考验。除了硬件上加电容，固件也能帮上忙。

我在发包流程里顺序执行这几步：

1. 无线模块先进入工作模式，但暂不发射；
2. 等待2ms，让TLV61290输出电容充分充电，输出稳压稳定；
3. 如果需要，将TLV61290的EN引脚短暂拉高，确保芯片处于PWM模式；
4. 启动发射序列，发射结束后立刻让无线模块进入睡眠；
5. 再过2ms，确认输出恢复稳定，再让MCU也进入睡眠。

这个顺序的核心思想是：不要在输出电容还没充满电的时候，直接把大电流负载怼上去。实际测试中，如果没有这2ms的预充电等待，发射瞬间输出电压会跌掉80mV到100mV；加了等待之后，跌落能控制在40mV以内。

6.4 睡眠流程与唤醒时序设计

每次巡检完，PIC18F45K40要快速进入睡眠模式。睡眠前注意做三件事：

• 关闭不必要的ADC通道和外设时钟，防止漏电；
• 把未使用的GPIO配置成数字输出低电平或输入，避免悬空；
• 设置好唤醒源，比如看门狗定时器或低功耗定时器。

PIC18F45K40在睡眠时，TLV61290的EN引脚保持高电平，升压芯片继续输出3.3V给无线模块和传感器供电，但无线模块自己进入深度睡眠。这时系统电流主要是无线模块的睡眠电流加升压芯片的静态电流，再加上MCU睡眠电流，整体能做到个位数微安级别。

唤醒后MCU不需要等太久，因为TLV61290始终开着，输出一直是稳的，不像cold boot那样要等软启动。直接读ADC、做判断、决定是否操作EN，整个流程很短。

7. 实测效率数据与遇到过的坑

7.1 不同电感、不同负载下的效率对比

我在同一块板子上换了几种电感，用电子负载从100uA到200mA分档测了效率。测试条件是单节镍氢电池1.2V输入，3.3V输出。

这个结果有几个信息量：10uH比4.7uH在轻载时效率更高，因为纹波电流小，峰值电流低，开关管有效损耗小；DCR影响在重载时更明显，C型电感DCR虽然更低，但轻载效率反而不如B型，可能是磁芯损耗不同。

选电感不能只看一个参数，要看整条负载曲线。如果你的设备大部分时间在10mA以下运行，优先保证轻载效率；如果平时不怎么工作，但每次工作要拉几百毫安，那就要重载效率优先，还要看饱和电流够不够。

7.2 纹波、振铃与无线模块灵敏度干扰

实测时发现一个典型问题：无线模块的接收灵敏度在升压输出纹波大的时候会下降。原因不复杂，放电噪声通过电源引脚进入射频前端的LNA和VCO，导致灵敏度劣化。

解决方案有几个方向。在TLV61290输出后加一个LC滤波，对200MHz以上的高频噪声有抑制作用；把无线模块的电源走线单独从输出电容根部引出，不要经过其他数字电路；在无线模块的电源脚加一个磁珠和22pF电容做二次滤波。

另一个经验是开关节点SW的振铃。SW节点在开关瞬间会有非常高的dv/dt，振铃频率可能到几十兆赫甚至上百兆赫，通过寄生电容耦合到附近走线。优化办法是降低SW节点铜箔面积，或者在SW节点对地加一个很小的RC吸收电路，比如几欧姆加几十皮法，可以显著抑制振铃幅度，代价是轻微降低效率。

7.3 布局返工后的一点经验总结

第一版PCB打样回来，实测满载时输入电压纹波特别大，电池电压波形上有明显的锯齿。排查发现是输入电容离芯片引脚太远，走线绕了大半个板子，寄生电感太大，导致高频去耦失效。后来把输入电容移到芯片输入引脚正下方，用最短的过孔连接，问题立刻消除。

第二处问题在ADC采样上，电池电压读数跳动达±30mV。原因是分压电阻的接地点选得不好，靠近大电流回流路径，地电位在负载突变时被抬高。把分压电阻的参考地改到芯片地引脚附近的独立过孔后，读数稳定到±5mV以内。

这些都是原理图上看不出来的问题，必须靠实际测试和反复试错。做电源和MCU混合系统，PCB布局比选器件更考验耐心，我一般建议第一版打样就按“功率回路最小化、敏感信号远离开关节点”的原则来，能省很多返工时间。

最后再分享一个小技巧：TLV61290的反馈补偿参数，选型手册里给的推荐值是基于标准布局和典型电感的，如果你的系统对瞬态响应要求特别高，比如无线模块会连续发射多个数据包，建议先在示波器上抓包观察VOUT跌落，再手动调整输出电容大小或电感感值。调整方向无非是电容加大、感值减小，但每次只动一个参数，改完重新测，记录数据。这样调出来的板子，才能经得住真实无线环境下的反复冲击。