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简介：围绕STM32电力数据采集系统的设计与实现展开，面向嵌入式开发学习者、自动化及电气专业师生与工程技术人员，可用于课程设计、毕业设计或电力监测项目方案参考。内容分硬件与软件两条主线：硬件部分梳理STM32F103ZE片上资源、Cortex-M3内核特性、12位ADC多通道同步采样、定时器触发注入模式、FSMC扩展NAND FLASH，以及电压电流信号调理、霍尔传感器与CT应用、GPIO开关量读取；软件部分涵盖数据滤波与功率电能计算、阈值异常检测、RS485/CAN/以太网通信协议及上位机GUI交互。文档仅含1个PDF文件，压缩包约45KB，已有127人学习。读者可借此掌握采集系统架构、关键器件选型与软硬件协同设计思路，并对照高精度、大存储、实时性、低成本等优势，为实际项目搭建提供可落地参考。

1. 从一块配电监测板说起：STM32F103ZE 电力数据采集系统在采什么

调试台上这类板子长得都差不多：三路相电压、三路相电流从端子排进来，旁边一排 24 路开关量光耦，板子背面挂一片 NAND FLASH，对外只有一路 RS485 和一路以太网。很多人的第一反应是外挂专用计量芯片或者高速并行 ADC，但用 STM32F103ZE 自带的 12 位逐次逼近型 ADC，配合定时器触发注入组做同步采样，把 0.5 级以内的电力参数采集做出来是完全可行的，BOM 成本能压下一大截。这套方案要解决的核心问题就三个：把 220V/380V 和几十安培的强电安全地搬进 0～3.3V 的 ADC 输入窗口；在多通道同时转换的前提下保住电压与电流之间的相位关系；在无人值守的现场把数据可靠地存下来、传出去。下面按调理电路、固件采样、存储通信、现场校准排错几层拆开讲。

2. 强电搬进 3.3V：信号调理电路与 ADC 通道选型

2.1 电压通道：电阻分压网络与电压互感器的取舍

现场进来的工频强电，峰值能到 311V（相电压 220V）甚至 537V（线电压 380V），而 STM32 的 ADC 引脚绝对最大耐压只有 VDD+0.3V，超一点点就是锁死或者直接烧脚。所以第一级一定是降压，而且要先算功耗和耐压再选器件，不能拿一个 1MΩ 的 0805 电阻直接顶上去。

直接电阻分压适合 400V 以下的低压配电场景，成本最低。算例：相电压有效值 220V，峰值约 311V，想在 ADC 端拿到 1.55V 峰值，分压比取 1:201。上臂用 4 个 51kΩ/0.25W 金属膜电阻串联成 204kΩ，下臂取 1kΩ。流过支路的峰值电流约 311V/205kΩ ≈ 1.5mA，上臂总功耗约 0.33W，摊到 4 个电阻上每个约 0.083W，1/4W 封装留了 3 倍余量。下臂并联一个 100nF 电容和 1kΩ 组成 RC 低通，截止频率约 1.6kHz，用来压掉高频干扰和 ADC 采样保持回路的电荷注入。

交流采样必须保留瞬时波形才能算有功功率，所以 ADC 端不能只看到正半周。常见做法是给下臂串一个 1.65V 的直流偏置，把 ±1.55V 的交流信号抬到 0.1～3.2V 之间，正好落在 ADC 的线性区间内。偏置电压从 TL431 或者 REF3033 取，千万别用 MCU 的 3.3V 数字电源分压，那个纹波会直接进采样结果。

提示：分压电阻要选温漂 25ppm/℃ 以内的金属膜电阻，普通碳膜电阻温漂能到 300ppm，夏天柜内温度上到 60℃，增益直接飘掉 1%。

2.2 电流通道：CT、霍尔与采样电阻的组合

电流通道的选型比电压通道更纠结，因为要区分测的是交流还是直流。CT（电流互感器）只能耦合交流，变比常见 1000:1 或 2000:1，二次侧接一个采样电阻（burden resistor）转成电压。比如 1000:1 的 CT，一次侧 5A 时二次侧 5mA，挂 100Ω 采样电阻得到 0.5V，再经一级同相放大器放大到 1.5V 送 ADC。CT 的优点是便宜、隔离好、线性度高；缺点是励磁电流会带来相位超前误差，在功率因数接近 1 的场合影响不大，但在 0.5L 以下会明显拉低有功功率的计算精度。

霍尔电流传感器（开环 ACS712、闭环 LEM 系列）能测直流，带宽也高，适合光伏、储能这类有直流分量的场景。开环霍尔零点漂移大，闭环霍尔精度好但单价能到 CT 的 5 倍以上。做纯交流配电监测，CT 是性价比最高的选择。

CT 二次侧绝对不能开路，开路瞬间二次侧会感应出上千伏电压，能把放大器和 MCU 一起带走。采样电阻虚焊是现场最常见的炸板原因，装配时优先用带保护的接线端子。

2.3 STM32F103ZE 的 ADC 注入组与定时器同步触发

STM32F103ZE 内部有 3 个 12 位逐次逼近型 ADC，ADCCLK 最高 14MHz（PCLK2 六分频后 12MHz），采样时间可编程为 1.5、7.5、41.5、55.5、71.5、239.5 个周期，转换时间 =（采样周期 + 12.5）/ ADCCLK。取 41.5 周期时单次转换约 4.5μs，对应约 222kSPS，做 64 点/周期的工频采样绰绰有余。

同步采样的关键在于用定时器的 TRGO 事件同时触发多个 ADC，而不是让 CPU 挨个去启动。规则组通道多、支持 DMA，但每个 ADC 同一时刻只能有一个规则组在转换；注入组每路有独立的 JDR1～JDR4 寄存器，四路注入通道的转换结果能锁存在同一时刻，相位一致性更好。所以三相电压电流这类必须同相采集的信号，走注入组；慢速的温度、直流母线电压这类，走规则组加 DMA。

/* 1. 关闭 JTAG，保留 SWD，释放 PA15/PB3/PB4 */ RCC_APB2PeriphClockCmd(RCC_APB2Periph_AFIO, ENABLE); GPIO_PinRemapConfig(GPIO_Remap_SWJ_JTAGDisable, ENABLE); /* 2. ADCCLK = PCLK2 / 6 = 12MHz */ RCC_ADCCLKConfig(RCC_PCLK2_Div6); /* 3. 注入组配置：4 路，顺序 IA -> IB -> IC -> UA */ ADC_InitTypeDef adc; ADC_StructInit(&adc); adc.ADC_Mode = ADC_Mode_Independent; adc.ADC_ScanConvMode = DISABLE; /* 注入组按序列自动扫描 */ adc.ADC_ContinuousConvMode = DISABLE; /* 由定时器触发，单次 */ adc.ADC_ExternalTrigConv = ADC_ExternalTrigConv_None; adc.ADC_DataAlign = ADC_DataAlign_Right; adc.ADC_NbrOfChannel = 1; ADC_Init(ADC1, &adc); ADC_InjectedSequencerLengthConfig(ADC1, 4); ADC_InjectedChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_0, 1, ADC_SampleTime_41Cycles5); ADC_InjectedChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_1, 2, ADC_SampleTime_41Cycles5); ADC_InjectedChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_2, 3, ADC_SampleTime_41Cycles5); ADC_InjectedChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_3, 4, ADC_SampleTime_41Cycles5); /* 4. TIM1 更新事件作为 TRGO，触发注入转换 */ ADC_ExternalTrigInjectedConvConfig(ADC1, ADC_ExternalTrigInjecConv_T1_TRGO); ADC_ExternalTrigInjectedConvCmd(ADC1, ENABLE); ADC_ITConfig(ADC1, ADC_IT_JEOC, ENABLE); /* 注入组只能用中断读，没有 DMA */ ADC_Cmd(ADC1, ENABLE);

逻辑说明：先做一次ADC_ResetCalibration/ADC_StartCalibration校准，再使能 ADC。参数上，采样时间选 41.5 周期是精度和速度的折中，信号源内阻越大（比如分压网络等效输出阻抗高），采样时间就得越长，否则采样保持电容充不满，读数会偏低。注入组在 F1 系列上不支持 DMA，只能在 JEOC 中断里依次读ADC_GetInjectedConversionValue()，所以中断频率等于采样率，4kHz 中断对 72MHz 的 M3 来说压力不大，但中断服务程序里别做浮点运算。

2.4 开关量输入与 JTAG 引脚复用、外设 CS 管理

开关量信号代表继电器、接触器的分合状态，现场一般用光耦隔离后再进 GPIO，配合 10kΩ 上拉和 100nF 滤波。软件上不能只靠轮询，否则高频抖动能把计数器刷爆，常见做法是 1ms 定时器里做状态机去抖，连续 5 次读到同一状态才更新，同时开 EXTI 下降沿中断做快速响应。

这里有个新手极易踩的坑：PA15、PB3、PB4 默认是 JTAG 的 JTDI、JTDO、NJTRST 复用功能，直接配成 GPIO 输入是不生效的，必须调用GPIO_PinRemapConfig(GPIO_Remap_SWJ_JTAGDisable, ENABLE)关掉 JTAG、保留 SWD。同理，用 SPI 挂外部 EEPROM 或者 Flash 时，片选 CS 引脚如果落在这几个脚上，也会出现「IO 翻转正常但外设毫无反应」的现象——这就是常说的 stm32 cs 管理问题，排错时先查引脚复用表，再看 CS 时序，别一上来就怀疑芯片。

/* 开关量输入初始化：PB3 作为 DI1，需先释放 JTAG */ RCC_APB2PeriphClockCmd(RCC_APB2Periph_GPIOB | RCC_APB2Periph_AFIO, ENABLE); GPIO_InitTypeDef io; io.GPIO_Pin = GPIO_Pin_3; io.GPIO_Mode = GPIO_Mode_IPU; /* 上拉输入，光耦导通时拉低 */ io.GPIO_Speed = GPIO_Speed_50MHz; GPIO_Init(GPIOB, &io); /* EXTI3 下降沿触发 */ GPIO_EXTILineConfig(GPIO_PortSourceGPIOB, GPIO_PinSource3); EXTI_InitTypeDef exti; exti.EXTI_Line = EXTI_Line3; exti.EXTI_Mode = EXTI_Mode_Interrupt; exti.EXTI_Trigger = EXTI_Trigger_Falling; exti.EXTI_LineCmd = ENABLE; EXTI_Init(&exti);

参数说明：GPIO_Mode_IPU是上拉输入，对应光耦集电极开路输出；如果前端是推挽输出，改成GPIO_Mode_IN_FLOATING并外置下拉。EXTI 中断里只置标志位，实际状态判定放到主循环或定时器任务里做，避免中断里做长延时。

3. 定时器触发 + 三重同步采样：固件层的数据搬运与功率计算

3.1 规则组 DMA 搬运与 ADC 三重同步模式

注入组解决了同相采样，但采样点数一多，中断开销就上来了。做谐波分析要 128 点甚至 256 点每周期，这时候换个思路：把 ADC1 配成主、ADC2 和 ADC3 配成从，工作在ADC_Mode_RegSimult三重同步模式，三个 ADC 的规则通道由同一个 TIM2 TRGO 同时触发，转换结果分别落到各自的 DR 寄存器，只有 ADC1 的 DR 请求 DMA。这样一次搬运就能拿到三路同相数据，CPU 完全不参与。

/* ADC1 规则组 + DMA，三重同步模式 */ ADC_InitTypeDef adc; adc.ADC_Mode = ADC_Mode_RegSimult; /* 三重同步 */ adc.ADC_ScanConvMode = ENABLE; adc.ADC_ContinuousConvMode = DISABLE; adc.ADC_ExternalTrigConv = ADC_ExternalTrigConv_T2_TRGO; adc.ADC_DataAlign = ADC_DataAlign_Right; adc.ADC_NbrOfChannel = 3; ADC_Init(ADC1, &adc); ADC_RegularChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_4, 1, ADC_SampleTime_41Cycles5); ADC_RegularChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_5, 2, ADC_SampleTime_41Cycles5); ADC_RegularChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_6, 3, ADC_SampleTime_41Cycles5); ADC_DMACmd(ADC1, ENABLE); ADC_ExternalTrigConvCmd(ADC1, ENABLE); /* DMA1 通道1，循环模式，目标缓冲区 3*N 个半字 */ DMA_InitTypeDef dma; dma.DMA_PeripheralBaseAddr = (uint32_t)&ADC1->DR; dma.DMA_MemoryBaseAddr = (uint32_t)adc_buf; dma.DMA_DIR = DMA_DIR_PeripheralSRC; dma.DMA_BufferSize = 3 * SAMPLE_N; dma.DMA_PeripheralInc = DMA_PeripheralInc_Disable; dma.DMA_MemoryInc = DMA_MemoryInc_Enable; dma.DMA_PeripheralDataSize = DMA_PeripheralDataSize_HalfWord; dma.DMA_MemoryDataSize = DMA_MemoryDataSize_HalfWord; dma.DMA_Mode = DMA_Mode_Circular; dma.DMA_Priority = DMA_Priority_High; DMA_Init(DMA1_Channel1, &dma); DMA_Cmd(DMA1_Channel1, ENABLE);

逻辑说明：DMA_Mode_Circular让缓冲区自动回卷，主循环只需在半传输和传输完成中断里翻页处理，省掉一次内存拷贝。参数上DMA_PeripheralDataSize必须是半字，因为 ADC 的 DR 是 16 位；DMA_BufferSize要等于通道数乘以每周期采样点数，改采样率时这个值要同步改，否则会出现通道错位——表现是 A 相电压的数据跑到 B 相电流里去了。

3.2 采样值标定与真有效值计算

ADC 拿到的是 0～4095 的原始码值，先减掉偏置对应的码值再乘标定系数，才是真实的电压电流瞬时值。三点必须注意：偏置码值要在零输入时实测，不能拍脑袋用 2048；标定系数用两点法算，比单点缩放准得多；所有中间运算用int32_t或float，别用int16_t硬扛，平方运算很容易溢出。

真有效值的做法是每周期采 N 点，求平方和再开方。电压电流共用一套：

#define SAMPLE_N 64 /* u_buf / i_buf 为已扣除偏置、折算成实际工程量的浮点数组 */ float calc_rms(const float *buf, uint16_t n) { float sum = 0.0f; for (uint16_t k = 0; k < n; k++) { sum += buf[k] * buf[k]; /* 累加平方，注意用 float 防溢出 */ } return sqrtf(sum / n); /* 均方根 */ } /* 有功功率：同相瞬时值乘积的平均 */ float calc_active_power(const float *u, const float *i, uint16_t n) { float sum = 0.0f; for (uint16_t k = 0; k < n; k++) { sum += u[k] * i[k]; /* 电压电流必须同相采样，否则功率偏小 */ } return sum / n; }

参数说明：SAMPLE_N取 64 是 50Hz 下每周波 64 点，采样率 3.2kHz，对 20 次以内的谐波（1kHz）满足奈奎斯特定理。如果要测到 50 次谐波，SAMPLE_N要提到 256，采样率 12.8kHz，此时 ADC 转换时间必须压到 7.5 周期以内，DMA 缓冲区也要同步扩大 4 倍。相位偏差会直接体现成功率误差：电压电流之间差 1° 相位，功率因数 0.9 时功率误差约 0.5%，所以 CT 的相位补偿系数必须实测标定。

3.3 有功功率与电能累计

瞬时功率算出来以后，电能就是功率对时间的积分，离散化之后就是累加：

/* 每 20ms 调用一次（一个工频周期） */ void energy_accumulate(float p_watt) { static float energy_wh = 0.0f; /* 20ms = 20/3600/1000 小时 */ energy_wh += p_watt * (20.0f / 3600000.0f); if (energy_wh >= 0.01f) { /* 每 0.01Wh 存入一次，减少擦写 */ eeprom_save_energy(energy_wh); energy_wh = 0.0f; } }

参数说明：累加周期必须和实际采样窗口对齐，如果采样窗口是 20ms 但定时器实际周期是 20.5ms，长时间跑下来电能会有 2.5% 的系统误差。稳妥做法是用定时器的实际计数值反推时间，或者直接用 RTC 的秒脉冲做长时间基准。掉电保存不能在主循环里直接写 Flash，要开 PVD 电压监测中断，检测到掉电后靠电容储能完成最后一次写入。

4. FSMC 挂 NAND FLASH 与 RS485 上报：存储和通信的落地细节

4.1 FSMC 地址映射与 NAND FLASH 片选时序

STM32F103ZE 的 FSMC 可以把 NAND FLASH 直接映射到内存空间，CPU 读写就像访问数组一样。NAND 挂在 Bank2 时基址是 0x70000000，A16 接 CLE（命令锁存）、A17 接 ALE（地址锁存）、NE2 接片选 NCE，这三个信号决定了三个不同的访问地址。理解这个映射是写驱动的前提，也解释了为什么 stm32 cs 在 FSMC 场景下不是普通 GPIO，而是由硬件自动拉低的。

/* Bank2 地址映射：A16=CLE, A17=ALE, NE2=片选 */ #define NAND_CMD_AREA ((uint32_t)0x70000000) /* A16=1 */ #define NAND_ADDR_AREA ((uint32_t)0x70020000) /* A17=1 */ #define NAND_DATA_AREA ((uint32_t)0x70040000) /* 均不置位，读写数据 */ static void nand_write_cmd(uint8_t cmd) { *(volatile uint8_t *)NAND_CMD_AREA = cmd; } static void nand_write_addr(uint8_t addr) { *(volatile uint8_t *)NAND_ADDR_AREA = addr; } /* 读 ID：0x90 命令 + 0x00 地址，然后连读 5 字节 */ uint32_t nand_read_id(void) { nand_write_cmd(0x90); nand_write_addr(0x00); uint8_t id[5]; for (int k = 0; k < 5; k++) { id[k] = *(volatile uint8_t *)NAND_DATA_AREA; } return (id[0] << 24) | (id[1] << 16) | (id[2] << 8) | id[3]; }

逻辑说明：时序参数在FSMC_NANDInitTypeDef里的FSMC_TCLR、FSMC_TAR、FSMC_THOLD、FSMC_THIZ四个字段，单位是 HCLK 周期。K9F1G08 这类常见 NAND，TCLR 取 2、TAR 取 2、THOLD 取 2 基本能跑通；如果读 ID 返回全 0xFF 或者全 0x00，八成是片选没选中或者时序太快，先把FSMC_Bank2_NAND的FSMC_SetupTime调大试试。硬件 ECC 记得开，FSMC_NANDInitStructure.FSMC_ECC设为 ENABLE，每 512 字节自动算一次，省掉软件 ECC 的 CPU 开销。

4.2 数据记录格式与坏块管理

电力数据的存储策略是「循环覆盖 + 定长记录」。每条记录固定 32 字节：时间戳 4 字节、三相电压电流各 2 字节共 12 字节、有功功率 4 字节、电能 4 字节、开关量状态 4 字节、CRC16 2 字节、预留 2 字节。按每秒一条算，一天 86400 条，不到 3MB，1Gb 的 NAND 能存小半年。

坏块管理用最简单的方式就够：NAND 的每个块第 1 页 spare 区的第 1 个字节是坏块标记（非 0xFF 即为坏块），上电时扫一遍建表，写满一块就换下一块。擦除是 NAND 的最小单位，512 页一块的 K9F1G08 每块 128KB，擦除时间约 2ms，写入前必须先擦除，别指望能原地改写。

4.3 Modbus RTU over RS485 的收发切换

对外通信走 RS485 半双工，用 Modbus RTU 从站协议最省事，上位机侧几乎所有组态软件都支持。帧格式：地址 1 字节 + 功能码 1 字节 + 数据 N 字节 + CRC16 2 字节，帧间至少 3.5 个字符时间的静默作为分隔。

驱动上最容易翻车的是收发切换时刻。发送完最后一个字节后立刻拉低 DE，最后一个字节会因为移位寄存器还没发完而被截断，上位机看到的就是 CRC 错误。正确做法是等 USART 的 TC 标志置位再切。

/* RS485 发送：拉高 DE，发完等 TC 再拉低 */ #define RS485_DE_H() GPIO_SetBits(GPIOB, GPIO_Pin_9) #define RS485_DE_L() GPIO_ResetBits(GPIOB, GPIO_Pin_9) void rs485_send(const uint8_t *buf, uint16_t len) { RS485_DE_H(); for (uint16_t k = 0; k < len; k++) { while (USART_GetFlagStatus(USART2, USART_FLAG_TXE) == RESET); USART_SendData(USART2, buf[k]); } while (USART_GetFlagStatus(USART2, USART_FLAG_TC) == RESET); RS485_DE_L(); /* 必须等 TC，不是 TXE */ }

参数说明：USART_FLAG_TXE只表示发送数据寄存器空，可以塞下一个字节；USART_FLAG_TC才表示移位寄存器也发完了。很多人用 TXE 关 DE，通信时好时坏，查半天查不出原因。另外 RS485 总线两端要各接一个 120Ω 终端电阻，中间节点不要接，节点数超过 32 个要换低负载的收发器。

5. 两点校准与现场排错：把采样误差压到 0.5 级以内

5.1 两点校准法消除增益与偏移误差

ADC 的偏移误差和增益误差是分开的，单点校准只能修一个。标准做法是给两个已知输入，比如电压通道加 20% 和 80% 额定值，记录原始码值码₁、码₂和对应的标准值标₁、标₂，解出线性系数：

/* 两点标定：x 为 ADC 原始码值，y 为标准表读数 */ void calib_two_point(uint16_t code1, float std1, uint16_t code2, float std2, float *k, float *b) { *k = (std2 - std1) / ((float)code2 - (float)code1); /* 增益 */ *b = std1 - (*k) * (float)code1; /* 偏移 */ } /* 实际使用：y = k * code + b */

参数说明：两个校准点要拉开至少 50% 量程，靠得太近时code2-code1很小，除法会把噪声放大。校准要在常温、额定负载下做，做完把 k、b 存进 Flash 或者 MCU 的选项字节。CT 通道还要额外做相位补偿，方法是加纯阻性负载，观察功率因数的偏差角，在固件里对电流数组做插值移相。

5.2 现场常见故障对照

delay函数卡死是个高频问题：如果 ADC 中断的抢占优先级高于 SysTick，而中断服务程序执行时间又超过了 1ms，delay_ms里的计数值永远不会被更新，程序就死在那儿了。解决办法是把 SysTick 的优先级设到最高，或者干脆用 DWT 的周期计数器做延时，不受中断影响。

5.3 用定时器输入捕获测频做电网异常判据

电力数据采集系统除了采数据，还得判断电网是否正常。把一路电压信号经过比较器整形成方波送进 TIM3 的 CH1，用输入捕获测周期，就能实时拿到电网频率。频率超出 49.5～50.5Hz 范围持续 200ms，判为频率异常；同时结合电压有效值低于 80% 额定值判欠压，高于 110% 判过压。这三个判据配合起来，比单纯看某一相电压是否越限要可靠得多，能有效滤掉电机启动瞬间的电压跌落误报。

/* TIM3 CH1 输入捕获：上升沿捕获，两次捕获值相减即周期 */ void TIM3_IRQHandler(void) { static uint16_t last_ccr = 0; if (TIM_GetITStatus(TIM3, TIM_IT_CC1) != RESET) { uint16_t ccr = TIM_GetCapture1(TIM3); uint16_t period = ccr - last_ccr; /* 1MHz 计数，周期值即微秒 */ last_ccr = ccr; g_freq_x100 = 100000000UL / period; /* 频率 ×100，整数运算 */ TIM_ClearITPendingBit(TIM3, TIM_IT_CC1); } }

参数说明：定时器预分频设成 71，计数时钟 1MHz，一个工频周期 20000 个计数，16 位计数器放得下但接近上限，建议开溢出中断做扩展计数。period直接相减能正确处理计数器回卷，这是无符号减法的特性，不用额外判断。测到的频率值再做 16 点滑动平均，把比较器抖动带来的 ±0.2Hz 波动滤掉，判据才稳。

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