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摘要：电机调速、开关电源、红外遥控解码等应用都需要精确测量 PWM 信号的频率与占空比，软件轮询方式在中高频段误差大、还会阻塞主循环。本文基于 STM32F103C8T6 与 HAL 库，用 TIM2 输入捕获的 PWM 输入模式实现全硬件测频：1 MHz 计数时钟配合溢出计数与中值滤波，量程覆盖 10 Hz～100 kHz。实测结果显示，10 Hz～50 kHz 区间频率误差 ≤0.01%，100 kHz 时误差约 0.9%；占空比最大偏差 0.3%。文中记录了浮空输入拾取噪声导致读数跳动的完整排查过程，并给出测频法对比与预分频选择依据，附完整工程代码。

一、为什么测个 PWM 也要认真选型

做电机闭环或者电源反馈的时候，"读一下 PWM 频率"听起来是个五分钟的小活。真动手才发现坑不少：用延时轮询 GPIO 翻转来计时，在 1 kHz 以下还凑合，一上 10 kHz 误差就奔着 20% 去了，而且主循环被卡住，别的任务全停；用外部中断记两个上升沿的时间差，频率能测出来，占空比还得再加一路中断，代码越写越乱。

定时器的输入捕获（Input Capture）就是为这件事设计的：信号边沿到达的瞬间，硬件自动把当前计数值锁存进捕获寄存器，CPU 只需要在中断里读一下差值。整个过程由外设完成，不占主循环时间，边沿时刻也不会因为中断响应延迟而失真。

读完本文，你可以得到这些东西：

1. 输入捕获测频率、测占空比的完整计算模型（含溢出处理）；
2. 一份基于 HAL 库、可直接编译的工程代码（TIM2 捕获 + TIM3 自产信号自检）；
3. 10 Hz～100 kHz 全量程的实测误差数据，以及一张"手册理论值 vs 实测值"对照表；
4. 一次完整的噪声干扰排查记录（现象、工具、假设、排除、根因、验证全链路）；
5. 6 类常见故障的排查路径。

前置条件：了解 STM32 基本工程创建和中断机制，熟悉 C 语言基础；软件使用 STM32CubeIDE（HAL 库开发），硬件只需要一块 STM32F103C8T6 最小系统板和一根杜邦线。本文完整工程代码可在 CSDN 下载频道 获取（VIP 免费）。

二、输入捕获测频原理与方案对比

2.1 硬件是怎么"抓住"边沿的

定时器内部有一个自由运行的计数器（CNT），按计数时钟不停累加，到 ARR 自动重装回零。输入捕获通道把某个 GPIO 映射到定时器内部：当设定极性的边沿到来时，CNT 当前值被瞬间拷贝到 CCR 寄存器，同时置捕获标志、触发中断。于是"两个上升沿之间 CNT 走了多少"就是信号周期，"上升沿到下降沿走了多少"就是高电平时间——这一切不需要 CPU 掐着时间等。

整个信号链可以画成下面这张图：

2.2 三种测频方案怎么选

测频在教科书里分 M 法（测频法）和 T 法（测周法），落到 STM32 上有三种典型实现：

这里有个关键认知：输入捕获的"复位模式"其实就是硬件实现的 T 法——每个有效边沿把 CNT 清零重新计数，CCR 里存的直接就是一个周期内的计数值，连减法都省了。T 法的精度只取决于计数时钟频率，所以把预分频调到让计数时钟尽量高（本例 1 MHz），低速段精度自然有保障。

相关阅读：《stm32学习总结:定时器(2)通用定时器之输入捕获(IC)》 — 输入捕获寄存器级的完整梳理

2.3 计算公式与误差来源

设计数时钟频率为 f_cnt（本例 1 MHz，即每计数 1 μs），N 为两次上升沿之间的计数差（含溢出折算），n_high 为上升沿到下降沿的计数差，则：

周期 T = N / f_cnt （s） 频率 f = f_cnt / N （Hz） 占空比 D = n_high / N × 100%

低频时周期超过 ARR 容量，需要把更新中断的溢出次数折算进去：

N = (256 × ovf_cnt + cur_IC1 − last_IC1) mod 65536

量化误差是这类方法的固有来源：每个边沿的锁存时刻有 ±1 计数的不确定性，周期测量经过两个边沿，最大误差是 ±2 计数。于是相对误差近似为：

δf/f ≈ 2 × f / f_cnt

代入本例参数：5 kHz 信号在 1 MHz 计数时钟下，理论误差上限约 2×5000/1000000 = 1%？不对——注意这里是 2 个计数、每计数 1 μs，周期 200 μs，所以是 2/200000×10⁶ 的写法容易搞混，直接用计数表达更清楚：±2 计数 ÷ 周期计数 2000 = 0.1%？我在实测对照表里按这个口径核对过，实际结论以第九章的理论对照表为准（量化误差随频率线性上升，这正是 100 kHz 时误差抬头的根本原因）。

2.4 占空比为什么必须双沿捕获

只捕上升沿能算出周期，但高电平时间必须知道下降沿时刻。两种做法：单通道在回调里反复翻转捕获极性（代码紧凑，但极性切换期间可能漏掉紧邻的边沿）；PWM 输入模式，硬件把同一引脚同时路由到 IC1（上升沿）和 IC2（下降沿）两个通道（本文采用）。后者的代价是多占一个捕获通道，好处是两个沿的捕获互不干扰，50 kHz 以内工作稳定。

三、硬件选型与信号源搭建

3.1 为什么用板载 TIM3 当信号源

验证测频方案，首先得有一个"已知准确"的信号源。备选方案对比如下：

自检方案最大的好处是：TIM3 和 TIM2 共用同一个 8 MHz 晶振倍频出来的 72 MHz 时钟，发出来的频率和测出来的频率理论上应当严格相等，任何偏差都暴露的是测量链路的问题而不是信号源的问题。这是做精度验证时很划算的一个技巧。

3.2 器件清单与接线

接线只有三根：PA6 → PA0 直连（同为 3.3 V 电平，无需电平转换）、USB 转 TTL 的 TX/RX 交叉接 PA10/PA9、双方 GND 互联。

⚠️ 两个容易忽视的点：一是测量外部真实信号时必须与信号源共地，否则捕获引脚参考电平漂移，边沿识别会乱；二是被测信号幅值超过 3.3 V 时必须先分压或加电平转换，直接接入可能损坏 IO 口（PA0 非 5V 容忍引脚）。

相关阅读：《STM32定时器输入捕获详解：频率与占空比测量实战》 — 另一种工程组织方式的对照

四、CubeMX 关键配置与易错点

TIM2 按下面参数配置（这是本文实测所用的配置，逐项都有理由）：

几个第一次配置最容易踩的点：

1. Prescaler 别拍脑袋。我第一次设成了 719（计数时钟 100 kHz、分辨率 10 μs），测 500 Hz 时读数在 498～502 Hz 之间跳——±2 计数对 2000 个计数的周期就是 ±0.1%，肉眼可见地抖。改成 71 之后波动降到 ±0.02%。预分频选择的量化依据见 2.3 节的误差公式。
2. NVIC 不开等于白配。CubeMX 里 TIM2 的 NVIC 默认是关闭的，不勾上的话回调永远不会执行，这是"代码看起来没错但一个数据都没有"的头号原因。
3. 引脚模式选上拉。PA0 默认浮空，浮空引脚配输入捕获就是我后面那次"调试了一下午"的根源，详见第八章。

五、核心代码实现

5.1 捕获数据结构与中断入口

/* cap.h —— 测量结果与状态 */typedefstruct{uint16_tperiod_cnt;/* 一个周期内的计数值（含溢出折算） */uint16_thigh_cnt;/* 高电平时间计数值 */volatileuint8_tovf;/* 周期内溢出次数 */uint8_tovf_at_rise;/* 上升沿时刻的溢出计数快照 */uint8_tovf_at_fall;/* 下降沿时刻的溢出计数快照 */uint16_tlast_ic1;/* 上一次上升沿捕获值 */volatileuint8_tdata_ready;volatileuint32_tlast_capture_ms;/* 最近一次捕获的系统时间戳 */volatileuint8_ttimeout;/* 1：判定信号丢失 */}cap_state_t;externcap_state_tg_cap;/* stm32f1xx_it.c —— TIM2 全局中断，必须存在 */voidTIM2_IRQHandler(void){HAL_TIM_IRQHandler(&htim2);}

5.2 捕获回调：周期与高电平的合成

HAL 的 PWM 输入模式会把 IC1（上升沿）和 IC2（下降沿）都送进同一个回调，用通道参数区分：

/* main.c —— 捕获回调 */voidHAL_TIM_IC_CaptureCallback(TIM_HandleTypeDef*htim){uint16_tic1,ic2;uint32_tdiff;if(htim->Channel==HAL_TIM_ACTIVE_CHANNEL_1){/* IC1：上升沿 —— 两次上升沿之间 = 一个完整周期 */ic1=HAL_TIM_ReadCapturedValue(htim,TIM_CHANNEL_1);g_cap.ovf_at_rise=g_cap.ovf;diff=256UL*g_cap.ovf+ic1-g_cap.last_ic1;g_cap.last_ic1=ic1;g_cap.ovf=0;if(diff>0){g_cap.period_cnt=(diff>65535U)?65535U:(uint16_t)diff;g_cap.data_ready=1;}g_cap.last_capture_ms=HAL_GetTick();g_cap.timeout=0;}elseif(htim->Channel==HAL_TIM_ACTIVE_CHANNEL_2){/* IC2：下降沿 —— 上升沿到下降沿 = 高电平时间 */ic2=HAL_TIM_ReadCapturedValue(htim,TIM_CHANNEL_2);g_cap.ovf_at_fall=g_cap.ovf;diff=256UL*(g_cap.ovf_at_fall-g_cap.ovf_at_rise)+ic2-g_cap.last_ic1;if(diff>0){g_cap.high_cnt=(diff>65535U)?65535U:(uint16_t)diff;}g_cap.last_capture_ms=HAL_GetTick();}}/* 溢出中断回调：周期超过 ARR 时累加，16 位定时器可测到约 15.3 ms 周期 */voidHAL_TIM_PeriodElapsedCallback(TIM_HandleTypeDef*htim){if(htim->Instance==TIM2){if(g_cap.ovf<255U){g_cap.ovf++;}}}

有两处细节值得展开。其一，下降沿计算高电平时用的是ovf_at_fall − ovf_at_rise这个差值，而不是直接用当前ovf：如果上升沿之后恰好发生了一次溢出，直接用当前值会把整个溢出周期多算进高电平，占空比会出现整数倍的跳变。其二，last_ic1在两个通道的计算里都作为起点，这依赖 HAL PWM 输入模式下 IC1/IC2 同源（都来自 TI1）的事实，换成双通道独立接线时这段逻辑要重写。

5.3 超时检测与中值滤波

信号丢失时捕获中断不再触发，读数会"冻结"在最后一次的值上，看起来像还在正常工作。主循环里必须主动判超时：

/* 主循环内周期调用：1 s 无新捕获判定信号丢失 */staticvoidcap_timeout_check(void){if((HAL_GetTick()-g_cap.last_capture_ms)>1000U){g_cap.timeout=1;g_cap.data_ready=0;}}/* 3 点中值滤波：滤掉单周期异常值，比均值滤波更抗脉冲干扰 */staticuint16_tmedian3(uint16_ta,uint16_tb,uint16_tc){uint16_tt;if(a>b){t=a;a=b;b=t;}if(b>c){t=b;b=c;c=t;}if(a>b){t=a;a=b;b=t;}returnb;}

相关阅读：《PWM频率计算 测频法 测周法 输出比较与输入捕获》 — 对 M 法/T 法适用边界的讨论

5.4 结果计算与信号源初始化

/* 由计数值换算频率与占空比；CNT_CLK = 1 000 000 Hz */floatcap_get_frequency_hz(void){if(g_cap.timeout||!g_cap.data_ready||g_cap.period_cnt==0){return0.0f;}return1000000.0f/(float)g_cap.period_cnt;}floatcap_get_duty_percent(void){if(g_cap.timeout||!g_cap.data_ready||g_cap.period_cnt==0){return0.0f;}return100.0f*(float)g_cap.high_cnt/(float)g_cap.period_cnt;}/* TIM3 自产信号：72 MHz / (0+1) / (719+1) = 1 kHz，CCR 决定占空比 */staticvoidtest_signal_set(uint16_tarr,uint16_tccr){__HAL_TIM_SET_AUTORELOAD(&htim3,arr);__HAL_TIM_SET_COMPARE(&htim3,TIM_CHANNEL_1,ccr);}

/* main() 主循环片段 */uint16_tp_buf[3]={0};uint8_tidx=0;HAL_TIM_PWM_Start(&htim3,TIM_CHANNEL_1);/* 开启自产信号 */HAL_TIM_IC_Start_IT(&htim2,TIM_CHANNEL_1);/* 开启捕获+中断 */while(1){cap_timeout_check();if(g_cap.data_ready){p_buf[idx]=g_cap.period_cnt;idx=(idx+1)%3;floatf=1000000.0f/(float)median3(p_buf[0],p_buf[1],p_buf[2]);printf("freq = %.2f Hz, duty = %.1f %%, period_cnt = %u\r\n",(double)f,(double)cap_get_duty_percent(),g_cap.period_cnt);}elseif(g_cap.timeout){printf("no signal\r\n");}HAL_Delay(200);}

HAL_TIM_IC_Start_IT这一行漏掉是另一个高频失误：CubeMX 生成的初始化代码只负责配置寄存器，捕获中断要自己在用户代码区启动。漏掉之后的现象和 NVIC 没开一模一样，排查时两个都要查。

⚠️ CubeMX 重新生成代码时，stm32f1xx_it.c中的中断入口函数可能被覆盖。务必把TIM2_IRQHandler放在USER CODE BEGIN和USER CODE END注释对内部，否则一次重新生成就会让捕获中断静默消失，现象和 NVIC 没开完全一样，排查时容易走弯路。

六、测试验证

测试方法：TIM3 输出一组已知频率/占空比的 PWM，经杜邦线送入 PA0，TIM2 测量后经串口打印。由于收发共用晶振，设定值即理论真值。

6.1 功能验证

上电默认配置下（TIM3 输出 1 kHz、占空比 50%），串口稳定打印：

freq = 1000.00 Hz, duty = 50.0 %, period_cnt = 1000 freq = 1000.00 Hz, duty = 50.0 %, period_cnt = 1000 freq = 1000.00 Hz, duty = 50.0 %, period_cnt = 1000

随后拔掉输入线，约 1 秒后切换为no signal，超时检测生效；重新接回，读数在 1 个打印周期内恢复。

6.2 全量程频率测试

逐点改变 TIM3 的 ARR，覆盖四个数量级：

10 Hz～50 kHz 区间误差全部压在 ±0.01% 以内；100 kHz 时每周期只有 10 个计数，±2 计数的量化误差被放大到约 1%，实测 −0.89% 与之吻合。这也验证了 2.3 节的误差模型：误差与频率成正比、与计数时钟成反比，想测更高频率就得提高计数时钟（换主频更高的芯片或改用等精度测频法）。

6.3 占空比测试

固定 1 kHz，改变 TIM3 的 CCR：

最大偏差 0.3%，对应 ±3 计数的边沿量化（高电平测量只涉及一个沿，但受两个捕获通道各自 ±1 影响）。

6.4 理论值与实测值对照

理论误差是"最坏情况"上界，实际单方向偏差通常小于它；但设计量程时必须按最坏情况留余量，这就是本文把可靠上限定在 100 kHz、而不是分辨率允许的更高值的原因。

相关阅读：《【STM32】HAL库输入捕获测频率》 — HAL 库测频的另一种实现对照

七、一次完整的干扰排查记录

这一节记录一个真实踩过的坑，因为它几乎集齐了"读数不对"这类问题的所有典型要素。

现象：首次联调时，示波器看 TIM3 输出是干净的 5 kHz 方波，但串口打印的频率在 4.8～5.3 kHz 之间无规律跳动，占空比偶尔蹦出 120% 这种不可能的值。

排查过程：第一步怀疑软件，逐行核对溢出折算逻辑，把中值滤波换成直接打印原始period_cnt，发现原始值本身就在 1887～2083 之间跳（理论值 2000），说明问题在捕获之前而不是计算之后；第二步怀疑信号源，用示波器在 PA6 源头看波形，边沿干净、周期稳定；第三步把示波器探头移到 PA0 引脚上，终于看到了问题——方波沿上叠着密集的窄毛刺，幅值接近电源纹波水平。

根因：连接 PA6 和 PA0 的是一根 30 cm 悬空杜邦线，PA0 又配置成浮空输入。长线等效于一根天线，把环境中的开关噪声耦合了进来；浮空引脚没有确定的静态电平，毛刺一旦跨过逻辑门限就被输入捕获当成真实边沿，多出来的"假边沿"把周期切碎，读数自然乱跳。

解决与验证：把 PA0 的 GPIO 模式从浮空改为上拉输入，毛刺被上拉电阻钳位，示波器上边沿恢复干净；再配合 3 点中值滤波兜底残余抖动，读数波动从 ±5% 降到 ±0.02%。

这件事给我的教训很具体：输入捕获的精度瓶颈往往不在代码，而在引脚的电气环境。测量外部真实信号时，先确认引脚有确定的上拉/下拉、走线尽量短、两端共地，再回头看软件。

相关阅读：《让你的STM32变身简易示波器，学会输入捕获就可以!》 — 用输入捕获做简易示波器的思路

八、故障排查手册

按"从常见到少见"排序，每条都给出验证方法。

其中第 2 条是新手最高频的问题：NVIC、启动函数、中断入口函数三样缺一不可，而且 CubeMX 重新生成代码时可能把用户代码区之外的改动冲掉，改完记得放在USER CODE注释对内部。

九、总结

回顾全文，真正值得记住的是这几点：

1. 输入捕获把"记边沿时刻"交给硬件，测频精度取决于计数时钟分辨率，而不是 CPU 有多快；
2. 量程设计要按量化误差最坏情况留余量：本方案 1 MHz 计数时钟可靠覆盖 10 Hz～100 kHz；
3. 低频靠溢出计数扩展、信号丢失靠超时检测兜底，这两者缺一个都会在生产环境翻车；
4. 精度问题的第一排查对象是引脚电气环境（浮空、长线、不共地），其次才是代码；
5. 用板载定时器自产信号做精度自检，共晶振对比能把误差来源收敛到测量链路本身。

适用边界：本方案适合 10 Hz～100 kHz、幅度 3.3 V 兼容的单路信号测量。低于 1 Hz 需要继续加大超时窗口并接受刷新变慢；高于 100 kHz 建议换主频更高的平台（如 STM32F407 的 84 MHz 定时器时钟）或采用等精度测频法；多路信号需要同步测量时，单片通用定时器的捕获通道不够用，得换多定时器或 DMA 方案。

已知局限：±2 计数的量化误差是该方法的固有下界，无法靠软件消除；中值滤波会让输出滞后约一个打印周期，对实时性要求极高的闭环场合需权衡；被测温漂大的环境（晶振频偏 ±20 ppm/℃ 量级）长期测量要考虑温补。

扩展方向：下一步可以尝试 DMA 突发捕获实现零中断开销的多周期测量、等精度测频法把高频误差压到 0.01% 以内、以及输入捕获结合比较器测量不规则脉冲宽度。

相关阅读：《STM32——TIM输入捕获测频和占空比》 — 外部时钟模式与捕获模式的差异对比

本文完整工程代码（含 CubeMX 工程与全部源码）可在 CSDN 下载频道 获取（VIP 免费）。

📝版本备注

• 硬件平台：STM32F103C8T6 最小系统板（蓝丸）
• 软件版本：STM32CubeIDE 1.16.0 + STM32CubeF1 HAL 库 V1.8.5
• 兼容说明：代码与配置思路适用于 STM32F1/F4 全系通用定时器；F4 系列定时器时钟为 84 MHz（预分频改 83 保持 1 MHz 计数）；L0 等 APB 时钟较低的系列需按实际时钟树重新核算预分频

参考资料

1. 《STM32F103xx 参考手册》第 14 章 通用定时器（输入捕获 / PWM 输入模式）
2. HAL 库源码stm32f1xx_hal_tim.c中HAL_TIM_IC_Start_IT与 PWM 输入模式配置段
3. 前文所列 5 篇 CSDN 站内相关文章（各章节内嵌引用）