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引言：为什么必须把场效应管放大电路学透

模拟电子技术是电子信息、微电子、自动化、生物医学工程等众多工科专业的核心基础课，而放大电路又是整门课程中贯穿始终的主线。很多同学在学习放大电路时，习惯从晶体三极管，也就是 BJT 入手，因为它出现得更早，教材中的例题和经典电路也更多。但是当课程进入到运算放大器内部结构、现代模拟集成电路、传感器信号调理、射频前端以及高速接口电路等内容时，如果对场效应管，Field Effect Transistor，简称 FET，缺乏系统认识，往往会在读图、分析和设计时遇到很大困难。

场效应管被称为电压控制型器件。它的核心特征是：输出漏极电流主要由输入栅源电压决定，栅极在静态时几乎不取电流。这一特征与 BJT 的电流控制方式形成鲜明对比。正因为栅极静态输入电流极小，场效应管的输入阻抗可以轻松做到兆欧级甚至吉欧级。同时，MOSFET 的制造工艺与现代数字 CMOS 工艺完全兼容，使模拟电路和数字电路可以被集成在同一颗芯片上。运算放大器的输入级、仪表放大器的前端、生物电信号检测电路、驻极体麦克风前置放大器、光电传感器接口电路以及各种高阻抗信号源调理电路，几乎都离不开场效应管。

本文将以 N 沟道增强型 MOSFET 为讲授主线，同时兼顾结型场效应管 JFET 和耗尽型 MOSFET。文章按照“器件结构与分类—特性曲线与参数—直流偏置—小信号模型—三种基本组态—多级放大—频率响应—噪声失真—典型应用—仿真实验—设计注意事项—器件对比”的逻辑逐步展开。全文力求兼顾理论推导与工程落地：既给出必要的公式和模型，又通过 Python 计算示例、SPICE 仿真网表和实际调试经验，帮助读者把抽象理论转化为可验证、可复现的电路能力。建议读者在学习时准备好仿真软件，对每一组电路都亲手搭一遍、算一遍、仿一遍，这样对公式和电路行为的理解会远胜于机械记忆。

一、场效应管的基本结构与分类

场效应管是一类利用电场效应控制电流的半导体器件。与 BJT 的双极型导电机制不同，FET 的导电过程主要依赖一种载流子，也就是多数载流子，因此它属于单极型器件。按照结构和导电沟道形成方式的不同，场效应管主要分为两大类：结型场效应管，即 JFET，和绝缘栅型场效应管，即 MOSFET，其中 MOSFET 是 Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor 的缩写。

从命名就可以看出两类器件的本质差异：JFET 的栅极与沟道之间通过 PN 结隔离，栅极依靠反向偏置的耗尽区控制沟道；MOSFET 的栅极与沟道之间通过一层很薄的二氧化硅绝缘层隔离，栅极依靠绝缘层下的电场控制沟道。绝缘层的存在使 MOSFET 的栅极输入电阻远高于 JFET，但也带来了栅氧化层容易被静电击穿的问题。因此在实验、焊接和运输 MOS 器件时，必须重视静电防护。

1.1 结型场效应管 JFET

JFET 的结构可以形象地理解为一个导电沟道夹在两个 PN 结之间。以 N 沟道 JFET 为例，器件的中间是一条 N 型半导体材料，两端分别引出源极和漏极，两侧掺入 P 型区并引出栅极。栅极与沟道之间形成两个 PN 结。正常工作时，栅极对沟道加反向电压，PN 结的耗尽区随之变宽，从两侧挤压导电沟道，使沟道的有效截面积减小，流过沟道的电流随之减小。当反向电压增加到一定程度，两侧耗尽区在沟道中央相遇，沟道被完全夹断，漏极电流达到饱和，不再明显随漏源电压增大而增大。

JFET 有一个非常重要的初始特征：当栅源电压 VGS 等于零时，沟道处于导通状态，此时在饱和区的漏极电流最大，记为 IDSS，称为饱和漏极电流。因此 JFET 天然属于耗尽型器件。若要使 JFET 截止，需要给栅源之间施加超过夹断电压 VP 的反向电压，使沟道完全夹断。JFET 的栅极输入是反向偏置的 PN 结，因此输入电阻很高，但在高温下仍存在一定的栅极反向漏电流，且温度升高时漏电流会明显增大。这个特点使 JFET 在高输入阻抗、低噪声应用中非常受欢迎，但热稳定性需要仔细设计。

1.2 绝缘栅型场效应管 MOSFET

MOSFET 的栅极与沟道之间由一层很薄的二氧化硅绝缘层隔开，栅极电流在静态时几乎可以忽略，因此输入电阻极高，理论上接近无穷大。以 N 沟道增强型 MOSFET 为例，在栅极没有施加足够电压时，源区和漏区之间没有导电沟道，漏极电流几乎为零；只有当栅源电压 VGS 超过开启电压 VGS(th) 后，绝缘层下方的 P 型衬底表面才会发生反型，形成一条 N 型导电沟道，器件才开始导通。这种必须加压才能形成沟道的特性，就是增强型名称的由来。

增强型 MOSFET 的最大优点是栅极与沟道完全绝缘，静态输入电流极小，直流输入电阻可达 10 的 9 次方到 10 的 15 次方欧姆。在现代大规模数字集成电路中，绝大多数 MOS 管都是增强型器件，因为它们天然适合作为数字开关，并且静态功耗低。在模拟放大电路的教学中，增强型 MOSFET 也是共源、共漏、共栅三种基本组态的默认载体。

耗尽型 MOSFET 则是 JFET 与增强型 MOSFET 的中间形态。它在制造时已经通过离子注入等方式预先植入了导电沟道，因此当 VGS 等于零时沟道已经存在，有漏极电流流过；当 VGS 为负并达到夹断电压时，沟道被夹断；当 VGS 为正时，沟道导电能力进一步增强。换言之，耗尽型 MOSFET 既可以工作在耗尽模式，也可以工作在增强模式，使用更加灵活，但多了一种需要记忆的偏置极性。

1.3 四种常见类型的符号与转移特性小结

把沟道极性和工作模式组合起来，场效应管可以归为四种常见类型：N 沟道增强型、P 沟道增强型、N 沟道耗尽型、P 沟道耗尽型。对于放大电路而言，最常用的是 N 沟道增强型 MOSFET，其次是 N 沟道 JFET。四种类型的差别主要体现在转移特性上：开启电压或夹断电压的极性不同，VGS 为零时是否存在漏极电流也不同。初学者在画电路图、判断偏置电压极性以及套用公式之前，一定要先确认管子的类型是 N 沟道还是 P 沟道，否则很容易在电压方向和电流方向上出错。

一个实用的判别思路是看电路符号中源极箭头的方向。N 沟道器件源极箭头向外，P 沟道器件源极箭头向内。当然，符号标准在不同教材中存在细微差异，最可靠的方法仍然是以器件手册中的引脚定义和转移特性曲线为准。对于放大电路设计者来说，在看到器件手册时第一件事不是找参数表，而是先确认它的沟道类型和工作模式。

二、场效应管的特性曲线与重要参数

分析任何放大电路之前，都必须先读懂器件本身的特性曲线。场效应管有两组最重要的特性曲线：转移特性曲线和输出特性曲线。转移特性描述漏极电流 ID 与栅源电压 VGS 之间的关系，反映栅源电压对漏极电流的控制能力；输出特性描述漏极电流 ID 与漏源电压 VDS 之间的关系，并以 VGS 为参变量画出一族曲线，反映器件在不同工作区域下的外部电压电流关系。

2.1 转移特性曲线

对于增强型 MOSFET，当 VGS 小于开启电压 VGS(th) 时，漏极电流近似为零；当 VGS 超过开启电压后，在饱和区漏极电流近似按平方律增长。其关系通常写为：

ID = K × (VGS - VGS(th))^2，其中 K 是与器件尺寸、工艺参数等有关的常数。

对于 JFET 和耗尽型 MOSFET，在 VGS 大于夹断电压 VP 时，饱和区转移特性可表示为：

ID = IDSS × (1 - VGS / VP)^2。

这个平方律关系是后续推导跨导 gm、进行静态工作点计算的重要基础。必须特别强调，上述公式仅适用于饱和区，也就是 VDS 足够大、沟道已经在漏端出现夹断、漏极电流基本不再随 VDS 变化的区域。当 VDS 较小时，管子工作在线性区，也叫非饱和区或可变电阻区，漏极电流会同时随 VGS 和 VDS 变化，这一区域通常不用于线性放大。

对于 JFET，夹断电压 VP 常取绝对值较小的负值，转移特性在 VGS 从 VP 到 0 之间近似平方律；对于耗尽型 MOSFET，既可以在负 VGS 区域工作，也可以在正 VGS 区域工作。若考虑沟道长度调制效应，饱和区电流还会随 VDS 略微上升，工程上可用沟道长度调制系数 λ 修正。但在基础分析中，为了突出主要矛盾，通常先忽略 λ，仅在需要更高精度时才引入 rds 进行修正。

2.2 输出特性曲线

输出特性曲线以 VDS 为横轴、ID 为纵轴，对应不同的 VGS 值画出一族曲线。整族曲线可以划分为三个典型区域：截止区、线性区和饱和区。

• 截止区：VGS 小于开启电压或夹断电压，沟道尚未形成或已被完全夹断，漏极电流近似为零。此时管子相当于断开的开关。
• 线性区：VDS 很小，漏极电流随 VDS 近似线性变化，管子的漏源之间表现为受 VGS 控制的可变电阻。在该区域，FET 可以被用作压控电阻或模拟开关。
• 饱和区：VDS 增大到一定程度后，沟道在漏端被夹断，漏极电流基本不随 VDS 变化，而主要由 VGS 决定。放大电路通常使管子工作在饱和区，以获得稳定的放大能力和近似线性的转移特性。

需要说明的是，所谓饱和区对 FET 而言与 BJT 的放大区相对应，都是放大电路的工作区域；而 FET 的线性区反而对应 BJT 的饱和区在开关应用中的导通状态。初学者要特别注意这两类器件在区域命名上的差异，避免在对比和计算时混淆。

2.3 主要参数

理解和记忆以下参数，是后续电路计算的前提。

• 开启电压 VGS(th)：增强型 MOSFET 由截止进入导通所需的最小栅源电压。不同器件的开启电压差异较大，一般为 0.5V 到 3V，具体需查阅器件手册。
• 夹断电压 VP：JFET 和耗尽型 MOSFET 沟道完全夹断时的栅源电压。对 N 沟道器件通常为负值。
• 饱和漏极电流 IDSS：VGS 为零时，JFET 或耗尽型 MOSFET 在饱和区的漏极电流。
• 跨导 gm：在 VDS 恒定的条件下，漏极电流变化量与栅源电压变化量之比，即 gm = ΔID / ΔVGS。它是表征管子放大能力最核心的参数。
• 直流输入电阻 RGS：栅源之间的直流电阻。MOSFET 的 RGS 可高达 10 的 9 次方至 10 的 15 次方欧姆，JFET 的 RGS 约在 10 的 8 次方至 10 的 12 次方欧姆量级。
• 输出电阻 rds：饱和区漏源之间的动态电阻，对应输出特性曲线在饱和区的斜率倒数，反映沟道长度调制效应的强弱。
• 极间电容 Cgs、Cgd、Cds：影响高频特性的关键参数，在频率响应分析中不可忽略。
• 最大漏极电流、最大耗散功率、击穿电压：属于极限参数，设计时必须保证电路在最坏情况下仍留有安全裕量。

三、场效应管放大电路的直流偏置

与 BJT 放大电路类似，场效应管放大电路也必须通过直流偏置网络把管子稳定在合适的静态工作点。对于增强型 MOSFET，需要使 VGS 大于开启电压；对于 JFET 和耗尽型 MOSFET，则要保证 VGS 位于夹断电压和零之间，同时让 VDS 足够大，使管子进入饱和区。偏置点的选择直接决定电路的线性范围、增益稳定性和失真程度。

场效应管放大电路有三种经典偏置方式：固定偏置、自偏压和分压式偏置。下面以 N 沟道增强型 MOSFET 为例逐一分析，最后补充 JFET 偏置的特殊性。

3.1 固定偏置电路

固定偏置电路由独立的栅极电源 VGG 为栅极提供固定电压。栅极通过电阻 RG 接到 VGG，源极直接接地，漏极通过电阻 RD 接到电源 VDD。由于栅极电流几乎为零，RG 上几乎没有压降，因此 VGS 近似等于 VGG。只要 VGG 大于开启电压，管子就处于导通状态。

固定偏置的优点是电路简单、计算直观，缺点是 VGS 完全由外部电源决定，无法对器件参数的离散性和温度漂移进行自动补偿，热稳定性较差。因此它在工程中较少单独使用，主要在教学中帮助初学者建立栅源电压决定漏极电流的基本映像。

3.2 自偏压电路

自偏压电路在源极串联电阻 RS，利用漏极电流流过 RS 产生压降，自动形成栅源负偏压。栅极通过电阻 RG 接地，由于栅极电流近似为零，栅极电位近似为 0，而源极电位等于 ID 乘以 RS，因此有 VGS = -ID × RS。这种靠自身漏极电流产生偏压的方式，就是自偏压名称的由来。

自偏压具有明显的直流负反馈作用：当温度升高导致 ID 增大时，RS 上的压降随之增大，VGS 变得更负，从而抑制 ID 继续增大，起到稳定工作点的作用。但自偏压只能提供负的 VGS，因此只适用于 JFET 和耗尽型 MOSFET，不能用于需要正 VGS 才能导通的增强型 MOSFET。这是初学者经常忽略的重要限制：如果把增强型 MOSFET 接成自偏压电路，由于 VGS 为负，管子始终处于截止状态，自然也就无法放大。

3.3 分压式偏置电路

分压式偏置是工程中最常用的偏置方式，它用电阻 R1 和 R2 对电源 VDD 分压，为栅极提供直流电位 VG。漏极电流在源极电阻 RS 上产生压降 VS，因此栅源电压为 VGS = VG - VS = VG - ID × RS。只要 VG 大于 VS，就能得到正的 VGS，从而适合增强型 MOSFET；对于 JFET 和耗尽型器件，也可以通过选择合适的分压比例得到正的或负的 VGS。因此分压式偏置具有最广泛的适用性。

同时，RS 的存在也像自偏压电路一样引入了直流负反馈，改善了工作点的温度稳定性。分压式偏置电路的静态工作点需要求解联立方程：一方面满足器件转移特性方程，另一方面满足栅源回路方程和漏源回路方程。下面给出一组完整计算步骤。

第一步，由输入回路求栅极电位：VG = VDD × R2 / (R1 + R2)。

第二步，写出源极电位：VS = ID × RS。

第三步，得到栅源电压：VGS = VG - VS = VG - ID × RS。

第四步，联立增强型 MOSFET 饱和区漏电流方程：ID = K × (VGS - VGS(th))^2。

求解这个非线性方程组，即可得到静态工作点 ID 和 VGS。然后通过输出回路方程 VDD = ID × (RD + RS) + VDS 求出 VDS。计算完成后必须检验管子是否确实工作在饱和区，即 VDS 是否大于 VGS - VGS(th)。如果检验不通过，说明器件可能落入线性区，需要重新调整电阻取值或电源电压。

# 分压式偏置电路静态工作点求解示例（N沟道增强型MOSFET） VDD = 12.0 # 电源电压，单位 V R1 = 100e3 # 上偏置电阻，单位 Ω R2 = 47e3 # 下偏置电阻，单位 Ω RD = 2.2e3 # 漏极电阻，单位 Ω RS = 1.0e3 # 源极电阻，单位 Ω VTH = 1.5 # 开启电压，单位 V K = 0.4e-3 # 器件参数 K，单位 A/V^2 VG = VDD * R2 / (R1 + R2) 联立 VGS = VG - IDRS 与 ID = K(VGS-VTH)^2 求解 整理为关于 VGS 的方程：KRS(VGS-VTH)^2 + VGS - VG = 0 for vgs in [x / 1000 for x in range(0, 5000)]: residual = K * RS * (vgs - VTH) ** 2 + vgs - VG if abs(residual) < 1e-6: ID = K * (vgs - VTH) ** 2 VDS = VDD - ID * (RD + RS) saturation_margin = VDS - (vgs - VTH) print(f"VGS={vgs:.3f}V, ID={ID*1e3:.3f}mA, VDS={VDS:.3f}V") print(f"饱和区裕量 VDS-(VGS-VTH)={saturation_margin:.3f}V") break

这个 Python 示例通过扫描 VGS 的取值范围，找到同时满足栅源回路方程和转移特性方程的工作点，并输出饱和区裕量供验证。读者可以将其改写成牛顿迭代算法，或者直接使用 SPICE 的直流工作点分析验证结果。工程中如果只有数据手册上的转移特性曲线，也可以用图解法：在同一坐标系中画出转移特性曲线和栅源回路直线，两者的交点就是静态工作点。

四、场效应管的小信号模型

放大电路的动态分析离不开小信号模型。当输入信号幅度足够小，管子各端电压电流只在静态工作点附近作微小摆动时，我们可以把管子在这一局部区间内近似为线性器件，从而用线性电路的分析方法求解电压增益、输入电阻和输出电阻。这个过程与 BJT 放大电路的 h 参数或混合 π 模型思想完全一致。

小信号模型成立的前提是输入信号幅度足够小，使得器件在静态工作点附近的转移特性可以近似用该点的切线代替。如果输入信号过大，非线性将不可避免，会产生谐波失真。因此严格的小信号分析只在输入幅度很小的条件下成立，这是它名称的由来。

4.1 小信号模型参数的推导思路

对增强型 MOSFET 的转移特性方程 ID = K × (VGS - VGS(th))^2 求导，可以得到跨导表达式。在静态工作点处，跨导为：

gm = 2 × K × (VGSQ - VGS(th)) = 2 × sqrt(K × IDQ)。

从工程角度看，只要知道静态漏极电流 IDQ 和器件参数，就能方便地求出跨导。跨导越大，说明单位栅源电压变化引起的漏极电流变化越大，放大能力越强。对于 JFET，对 ID = IDSS × (1 - VGS / VP)^2 求导，可得：

gm = -(2 × IDSS / VP) × (1 - VGSQ / VP)。

输出电阻 rds 来自沟道长度调制效应。对饱和区电流公式引入修正因子 (1 + λ × VDS) 后，再对 VDS 求导，可以得到 rds 约等于 1/(λ × IDQ)。在基础分析中通常先忽略 rds，以便快速得到清晰的增益表达式；当负载电阻较大、要求较高精度时，再把 rds 并联到输出节点上修正。

4.2 小信号等效电路

在低频小信号条件下，场效应管可以用一个压控电流源来表示其核心放大作用。栅极与源极之间近似开路，反映其极高的输入电阻；漏极与源极之间用一个电流源 gm×vgs 并联输出电阻 rds 表示。这里的 vgs 是小写字母，表示栅源电压的交流小信号分量，要严格区分于直流 VGS。

完整的低频小信号模型包含三个端子：栅极、源极和漏极。栅源之间开路，漏源之间是受 vgs 控制的电流源 gm×vgs 与电阻 rds 并联。受控电流源的方向取决于沟道类型和电流参考方向，N 沟道器件中通常约定从漏极流向源极。计算时只要保持模型方向与参考方向一致，最终结果的符号就不会出错。

如果需要分析高频特性，还要在三个端子之间加入极间电容 Cgs、Cgd 和 Cds。其中 Cgd 跨接在输入和输出之间，是产生米勒效应的根源，在高频分析中尤其重要。

4.3 小信号分析的基本步骤

• 第一步：求解静态工作点，由直流电路确定 IDQ、VGSQ 和 VDSQ。
• 第二步：根据静态工作点求动态参数 gm 和 rds。
• 第三步：画出小信号交流等效电路。直流电源视为短路接地，所有耦合电容和旁路电容在关心的频段内视为交流短路。
• 第四步：用基尔霍夫定律或等效电路法求解电压增益、输入电阻和输出电阻。

这套流程贯穿所有组态的分析，务必熟练掌握。一个常见的错误是直接把直流电源当作开路处理。在小信号等效电路中，理想直流电压源对交流信号相当于短路，因为交流信号叠加上去时，电源两端的交流压降为零；这一点必须牢记。

五、共源极放大电路

共源极放大电路是场效应管放大电路中最基本、最重要的组态，对应 BJT 的共射极电路。它的特点是输入信号从栅极和源极之间加入，输出信号从漏极和源极之间取出，源极是输入和输出的公共端。共源极电路能够同时提供较大的电压增益和较高的输入阻抗，因此是使用最广泛的单级放大组态。

5.1 电路组成

一个典型的分压式偏置共源极放大电路包含以下元件：电源 VDD；偏置电阻 R1、R2 组成栅极分压网络，用于建立栅极直流电位；栅极电阻 RG 用于确定输入阻抗，并在栅极出现瞬时高压时起到一定限流作用；漏极电阻 RD 将漏极电流的变化转换为输出电压的变化；源极电阻 RS 提供直流负反馈、稳定工作点；输入耦合电容 C1 和输出耦合电容 C2 用于隔直通交，把交流信号耦合进电路和负载。

如果希望提高电压增益，可以在源极电阻 RS 两端并联一个旁路电容 CS。旁路电容对交流信号呈现低阻抗，相当于交流短路，从而消除源极电阻对交流增益的负反馈作用，使中频增益恢复到最大值。旁路电容只在交流通路中起作用，不影响直流偏置，这一点使它在工程中被广泛使用。

5.2 静态分析

静态分析的目标是求出直流工作点 IDQ、VGSQ 和 VDSQ，方法与第三节分压式偏置完全一致。静态时电容相当于开路，因此输入信号源和负载都不参与直流计算。求出 VG 后，联立转移特性方程即可得到工作点。这里不再重复公式，但要强调检查条件 VDSQ 大于 VGSQ - VGS(th)，确保管子工作在饱和区。如果 VDSQ 过小，说明漏极电阻 RD 过大或静态电流过大，使管子接近线性区，动态范围会严重受限。

5.3 动态分析：电压增益

画出交流等效电路后，输入电压 vi 经过耦合电容到达栅极，栅极和源极之间的交流电压 vgs 近似等于 vi。输出电压从漏极取出，漏极电流的交流分量 id = gm × vgs。如果不考虑 rds 的影响，漏极电流交流分量全部流过并联后的 RD 与负载 RL，于是输出电压的交流分量为：

vo = -gm × vgs × (RD || RL)。

其中负号表示共源极电路输出电压与输入电压相位相反，和共射极电路一样具有倒相作用。因此电压增益为：

Av = vo / vi = -gm × (RD || RL)。

当考虑管子的输出电阻 rds 时，电压增益需要修正为：

Av = -gm × (RD || RL || rds)。

从公式可以看出，提高跨导 gm、增大漏极电阻 RD 或负载电阻 RL 都可以增大电压增益。但漏极电阻不能无限增大，因为它会压缩输出电压的直流摆幅，影响最大不失真输出幅度。实际设计中需要在增益与动态范围之间进行折中。

5.4 动态分析：输入电阻与输出电阻

共源极电路的输入电阻主要由栅极到地的电阻网络决定。在低频下，栅极电流近似为零，因此等效输入电阻为：

Ri = RG || R1 || R2。

由于 R1、R2 通常取到百千欧量级，RG 可以取到兆欧量级，因此共源极电路的输入电阻很容易做得很高，这是它优于共射极电路的重要方面。输出电阻的求法是从输出端向电路内部看进去的等效电阻。将输入信号源置零、负载开路，由于受控电流源的内阻为 rds，输出电阻为：

Ro = RD || rds。

工程中 rds 常常远大于 RD，因此输出电阻近似等于 RD。这个量级的输出电阻意味着共源极电路带低阻负载时增益会明显下降，实际使用时要结合负载情况合理选择 RD。

5.5 带源极电阻的共源极电路

当源极电阻 RS 上没有并联旁路电容时，RS 对交流信号同样产生串联负反馈，电压增益变为：

Av = -gm × (RD || RL) / (1 + gm × RS)。

这个公式的推导思路是在源极回路上应用基尔霍夫电压定律：vgs = vi - gm × vgs × RS，解出 vgs 后再代回增益表达式。引入 RS 后，电压增益降低，但换来的是输入输出线性范围的扩大、增益对器件参数变化的敏感度降低，以及输入电阻的大幅提高。对于较高精度要求的模拟前端，这种源极负反馈带来的线性度和稳定性提升往往比高增益更重要。

严格来说，考虑源极电阻后输入电阻的精确求解需要回到等效电路进行分析，工程上可近似认为输入电阻由 RG、R1、R2 并联网络主导；若要考虑 RS 的反馈作用，可通过米勒定理或直接列写端口方程求解，结果会比简单并联值更高。这一节讨论的源极电阻不旁路电路本质上就是一种反馈放大电路，其稳定性和线性度的提升正是大量高精度模拟前端偏爱它的原因。

六、共漏极放大电路（源极跟随器）

共漏极放大电路又称源极跟随器，输出信号从源极取出，漏极是输入回路和输出回路的公共端。它的对应关系类似 BJT 的共集电极电路，也就是射极跟随器。源极跟随器的主要特点是：电压增益接近于 1 但略小于 1，输出电压与输入电压同相，输入电阻很高而输出电阻很低。它常用作阻抗变换器或缓冲级，在信号源与负载之间起到高阻进、低阻出的桥梁作用。

6.1 电路组成

典型源极跟随器的栅极通过 RG 接收输入信号，漏极直接接电源 VDD，在交流等效中漏极接地。源极通过电阻 RS 接地，输出从源极取出。栅极的分压偏置网络用于建立合适的静态工作点。由于栅极电流极小，输入信号几乎直接出现在栅极。若有负载 RL，则 RL 与 RS 在交流通路中并联。

6.2 静态分析

静态时栅极电位由分压电阻决定，源极电位等于 ID × RS。由 VGS = VG - ID × RS 与转移特性方程联立，即可求出静态工作点。源极跟随器的直流分析同样需要检验工作在饱和区。由于输出电压取自源极，直流情况下源极电位会随输入直流电平变化，因此源极跟随器也常被用作直流电平移位电路。

6.3 动态分析：电压增益

在交流等效电路中，输出电压 vo 取自源极电阻 RS 两端。因为输出与输入之间只差一个 vgs，可得：

vi = vgs + vo，而vo = gm × vgs × RS。

由此推导出电压增益：

Av = vo / vi = gm × RS / (1 + gm × RS)。

当 gm×RS 远大于 1 时，Av 趋近于 1。这就是源极跟随器电压跟随特性的来源，输出电压跟随输入电压变化，且相位相同。尽管源极跟随器的电压增益无法超过 1，它却以极高的输入电阻和极低的输出电阻换来了出色的驱动能力。

6.4 动态分析：输入与输出电阻

输入电阻主要取决于栅极到地的电阻网络，通常可做到兆欧级。输出电阻则是从源极看进去的等效电阻。把输入信号源短路后，从源极看进去的电阻约为 RS 与 1/gm 的并联：

Ro = RS || (1 / gm)。

当 gm 较大时，1/gm 可以小到几十到几百欧姆，因此源极跟随器具有很强的带负载能力，适合驱动低阻负载或作为多级放大电路的中间缓冲级。1/gm 的大小由静态电流决定：静态电流越大，gm 越大，输出电阻越低，但功耗也越大。工程中需要根据负载驱动要求和功耗预算选择合适的静态电流。

七、共栅极放大电路

共栅极放大电路的输入信号从源极加入，输出信号从漏极取出，栅极是输入和输出的公共端。它对应 BJT 的共基极电路。共栅极电路的显著特点是：输入电阻低、输出电阻高、电压增益较大、电流增益近似为 1，而且高频性能好，常用于高频放大、匹配电路以及级联结构中的第二级。

7.1 电路组成与静态分析

共栅极电路中的栅极经大电容旁路到地，在交流等效中栅极接地。信号从源极输入，漏极接电阻 RD 并输出。直流偏置仍然通过分压网络或独立电源建立，静态分析与共源极电路类似，只是交流接法不同。静态工作点确定后，同样要检验管子是否工作在饱和区。

7.2 动态分析

由于栅极交流接地，源极输入电压 vi 作用在源极和地之间，此时栅源交流电压 vgs = -vi，负号来自电压参考方向。漏极电流交流分量 id = gm × vgs = -gm × vi。输出电压 vo 取自漏极电阻 RD，方向与漏极电流在 RD 上建立的压降有关，最终电压增益为：

Av = gm × (RD || RL)。

与共源极电路相比，共栅极电路增益表达式中没有负号，说明输出电压与输入电压同相。这是一个容易被忽略的细节：三种基本组态的相位关系分别是，共源倒相、共漏同相、共栅同相。

输入电阻方面，从源极看进去的等效电阻为 1/gm，数值较小。若考虑源极外接电阻 RS，输入电阻为 RS 与 1/gm 的并联。输出电阻较高，近似为 RD 与 rds 的并联。低输入电阻使共栅极电路不适合直接用于高内阻信号源，但在高频电路中，由于栅极交流接地，输入端不再存在跨接在输入输出之间的米勒电容放大问题，因此它能有效隔离米勒效应，获得更好的频率特性。共栅级因此常与共源级组成共源共栅结构，在获得高增益的同时保持较宽带宽。

八、三种基本组态的特性对比

共源、共漏、共栅三种组态各有侧重，在实际设计中需要根据信号源内阻、负载性质、增益要求和频率范围来选择。下面用表格对三种组态的关键指标进行对比。

这张表可以作为选择组态的快速参考。需要高增益、高输入阻抗时，首选共源极；需要在高低阻抗之间做缓冲时，用共漏极跟随器；需要高频、低输入阻抗匹配时，共栅极更合适。在实际多级电路中，往往是三种组态配合使用，例如用共漏极做输入缓冲，共源极做主放大，最后再用源极跟随器驱动负载。

九、场效应管多级放大电路

单级放大电路的增益往往有限，实际系统中常需要多级级联以获得足够的电压增益和合适的输入输出阻抗。场效应管级联电路的设计核心在于：各级静态工作点相互独立，级间通过耦合电容或直接耦合传递信号，同时每一级的输入输出阻抗要与前后级匹配。多级电路的总电压增益等于各级电压增益的乘积，但每一级增益的计算都必须考虑后一级输入电阻作为其负载的影响。

9.1 阻容耦合多级放大

阻容耦合是最直观的多级连接方式。前一级的输出经耦合电容接到后一级的输入，电容隔直通交，使各级直流工作点互不影响，设计和调试都比较方便。多级放大电路的总电压增益等于各级电压增益的乘积，即 Av = Av1 × Av2 × ... × Avn。要注意的是，在计算第一级增益时，其后级输入电阻应作为负载与第一级的 RD 并联；在计算第二级增益时，也要考虑第一级输出电阻作为其信号源内阻的影响。

例如，第一级共源极电路带第二级共源极电路时，第一级的等效负载为 RD1 与第二级输入电阻 Ri2 的并联。若 Ri2 很大，则对第一级增益影响较小，这也体现了场效应管高输入电阻的优势。耦合电容的容量要足够大，使其在信号最低工作频率下仍近似短路，否则会造成低频增益下降。

9.2 直接耦合多级放大

直接耦合去掉了耦合电容，前一级输出直接连接后一级输入。这种方式适合放大缓慢变化的信号和直流信号，也是集成电路内部的主要耦合方式，因为集成电路中难以制作大容量电容。但直接耦合必须处理电平移位问题：前一级的直流输出电压会直接影响后一级的栅极偏置，设计时需要通过源极电阻、电平移位电路、互补器件或电流源负载来协调各级电位。直接耦合的多级电路总增益计算与阻容耦合相同，仍是各级增益相乘，但静态分析要整体求解直流网络，设计和调试难度更大。

9.3 共源共栅级联结构

共源共栅结构是场效应管高性能放大电路中的经典组合。第一级采用共源极，提供大电压增益和高输入阻抗；第二级采用共栅极，其低输入电阻恰好适合作为第一级的电流负载，同时由于第二级栅极交流接地，极大地抑制了第一级漏端的米勒效应。因此，共源共栅结构可以在保持较高增益的同时显著扩展带宽，广泛用于高频放大器和 RF 集成电路中。

从增益角度看，共源级的输出电流近似全部流入共栅级，经共栅级在漏极电阻上形成输出电压，级联增益仍表现为 gm×RL 的形式，但带宽和反向隔离性能远优于单级共源电路。这一结构的工程价值在于用一颗额外的管子换来更宽的通带和更好的高频稳定性。

9.4 场效应管与 BJT 的混合放大

工程中经常用场效应管作为输入级获取高输入阻抗，再用 BJT 作为后续增益级获取较大的电流驱动能力。例如，第一级采用源极跟随器提高输入阻抗，第二级用共射极电路提供电压增益，第三级用射极跟随器降低输出阻抗。这种 FET-BJT 混合结构在音频前端、传感器信号调理电路中非常典型，兼顾了 FET 高输入阻抗、低栅极电流和 BJT 高跨导、强驱动能力的优点。这种取长补短的思路也是现代模拟集成电路中 BiCMOS 工艺的重要设计思想。

十、场效应管放大电路的频率响应

前面的分析都假设信号频率足够低，可以忽略所有电容的影响。实际上，耦合电容、旁路电容和管子内部的极间电容都会随频率变化影响放大倍数。频率响应的分析，就是研究增益和相位随频率变化的规律。对于中频段，耦合电容和旁路电容近似短路，极间电容近似开路，增益基本恒定；在低频段和高频段，增益分别受到不同电容的限制而下降。

10.1 低频段的截止

在低频段，耦合电容和旁路电容的容抗增大，不能再视为短路。它们与电路的等效电阻构成高通回路，导致低频增益下降。低频截止频率 fL 由输入耦合、输出耦合和旁路电容的充放电回路共同决定，通常取其中数值最大者作为主导极点。要提高低频性能，需要增大耦合电容和旁路电容的取值，以降低低频截止点。但电容取值过大又会带来体积、成本和瞬态响应问题，需根据应用频率范围合理选择。

10.2 高频段的衰减

在高频段，管子的极间电容 Cgs、Cgd 和 Cds 开始起作用。尤其是共源极电路中，栅漏之间的电容 Cgd 跨接在输入和输出之间，产生米勒效应：从输入端看，Cgd 被等效放大为一个约 (1+|Av|)×Cgd 的大电容，与输入等效电阻形成低通回路，严重限制高频增益。这也是共源极电路高频特性不如共栅极电路的原因。高频截止频率 fH 主要由极间电容和相关等效电阻决定。

米勒定理是分析这一现象的有力工具：当阻抗跨接在增益为 Av 的反相放大器输入输出之间时，从输入端口看该阻抗被放大约 1+|Av| 倍。通过米勒近似，可以把跨接电容拆成输入端和输出端两个接地电容，从而简化高频等效电路的分析。掌握这一拆法对于理解运算放大器的高频响应和频率补偿同样非常重要。

10.3 通频带与增益带宽积

放大电路的中频段增益较为平坦，低频段和高频段分别下降。当增益下降到中频增益的 0.707 倍，也就是 -3dB 时，对应的频率分别称为下限截止频率和上限截止频率。上下限截止频率之间的范围就是通频带。对于宽频带放大，需要在中频增益与带宽之间进行折中，这一思想在多级放大和高增益设计中尤为关键。

多级级联时，总带宽会小于任何一级的带宽，总增益越高，带宽往往越窄。因此设计高增益宽带放大器时，需要采用负反馈、共源共栅结构或分布式放大等带宽扩展技术，而不是简单地把多级共源电路直接串起来。这也是为什么实际宽带放大器的设计远比单级公式计算复杂。

十一、噪声、失真与动态范围

实际放大电路不仅要放大，还要放大得干净。噪声、失真和动态范围是衡量放大电路信号质量的重要指标。场效应管在这些方面有其独特表现，也是它与 BJT 对比时经常被讨论的内容。

在噪声方面，MOSFET 的栅极电流极小，因此输入电流噪声很低，这对高阻抗信号源尤其有利；但在低频段，MOSFET 的闪烁噪声，也就是 1/f 噪声，通常比 BJT 更明显。因此，在低频精密放大应用中，JFET 和 MOSFET 的选择需要结合信号频段和源阻抗综合权衡。JFET 的高输入阻抗和较低栅极漏电流使其在光电探测、传感器放大等场合表现突出。

在失真方面，FET 的转移特性近似平方律，二次非线性较强；BJT 的输入特性近似指数律，非线性更加复杂。对于小信号放大，只要输入幅度足够小，非线性都近似为线性。但对于大信号，需要通过负反馈、差动结构或甲乙类推挽等方式降低失真。动态范围则由电源电压、静态工作点和负载决定：静态工作点应尽量位于交流负载线中央，使上下半周都有足够的摆幅，避免出现早饱和或早截止。理解这一点，对后续设计实际音频放大器和传感器放大电路非常关键。

十二、典型应用与工程实例

场效应管放大电路广泛应用于需要高输入阻抗、低噪声和小信号处理场合。本节列举几个典型应用场景，并结合工程经验说明设计要点。

12.1 传感器信号调理前端

压电传感器、光电二极管、生物电电极等信号源往往内阻很高、输出信号微弱。普通 BJT 放大器的输入电阻会造成明显的信号衰减，采用 MOSFET 源极跟随器或共源极放大电路作为第一级，可以最大程度地保留信号幅度，同时降低噪声和功耗。例如在肌电检测电路中，前置放大器输入阻抗一般要远大于电极与皮肤之间的接触阻抗，FET 输入级因此成为基本选择。

12.2 驻极体麦克风前置放大

驻极体麦克风内部通常已经集成了一个 JFET 阻抗变换器，用于把电容式换能器的高阻抗信号转换为低阻抗输出。其输出仍然需要一个小信号放大级，常见的做法是用 JFET 共源极电路作为前置放大，提供数十倍的电压增益，同时利用 JFET 的低噪声特性保证信噪比。设计时需要注意前置级的偏置电流和供电方式，避免引入额外噪声，并合理设置耦合电容以保留语音信号的低频成分。

12.3 可控增益与自动增益控制

由于 JFET 在线性区可以看作压控电阻，把 JFET 接入放大器的反馈网络，就可以通过改变栅源电压来调节反馈量，从而实现自动增益控制，也就是 AGC。这种技术在通信接收机、音频压缩器和测量仪器中很常见。为使 JFET 工作在良好的线性电阻区，其漏源电压应保持很小，并避免大信号使其脱离线性区。设计时还要注意控制电压与信号之间的隔离，防止控制通路引入非线性失真。

12.4 仪表放大器输入级

仪表放大器要求极高的输入阻抗和共模抑制能力，其输入级通常采用两个对称的 FET 源极跟随器或共源放大电路，通过匹配的器件实现高输入阻抗和低偏置电流。现代集成仪表放大器内部大量使用 CMOS 工艺实现这一结构，使得输入偏置电流可以低至 pA 量级。这种结构在医疗电子、工业测量和精密数据采集系统中具有重要意义。

十三、SPICE 仿真与实验验证

理论分析之后，建议读者用仿真软件验证计算结果，并观察静态工作点、增益和频率特性。下面给出一个共源极放大电路的 SPICE 网表示例，读者可以直接在 LTspice 等工具中运行。

* 共源极放大电路 SPICE 网表示例 VDD vdd 0 DC 12 VIN in 0 AC 1 SIN(0 10m 1k) R1 vdd g 470k R2 g 0 220k RG in g 1meg RD vdd d 4.7k RS s 0 1k C1 in g 10u C2 d out 10u M1 d g s 0 NMOS_MOD .model NMOS_MOD NMOS (VTO=1.5 KP=0.8m) .op .ac dec 100 10 100meg .tran 0 5m 0 1u .end

运行直流工作点分析 .op 可以查看 VGS、ID 和 VDS，验证是否工作在饱和区；运行交流分析 .ac 可以得到幅频和相频特性曲线，从而读取中频增益和截止频率；瞬态分析 .tran 可以观察输出波形是否失真。将仿真结果与第三节和第五节的公式计算值对比，能显著加深对电路行为的理解。

在硬件实验中，还需要注意以下事项：先用万用表测量各点直流电位，确认静态工作点正常后再加交流信号；输入信号幅度要足够小，确保管子工作在线性区；示波器探头会引入输入电容，测量高频响应时要考虑探头影响；必要时在电源引脚附近并联去耦电容，避免电源噪声干扰测量；MOSFET 属于静电敏感器件，焊接和插拔时应采取防静电措施，避免栅氧化层击穿。

十四、常见问题与设计注意事项

初学者在设计和调试场效应管放大电路时，容易遇到以下典型问题，这里一并归纳并给出解决思路。

• 静态工作点不对：先检查供电极性和偏置分压电阻是否焊接或取值正确，再确认管子沟道类型是否与电路匹配。增强型器件用自偏压会导致无法导通，是高频错误点。
• 输出波形削顶或削底：通常是静态工作点偏离放大区中心，或者输入信号幅度过大。可调整 RD 或 RS，使 VDS 位于电源电压的合适比例处。
• 增益低于理论值：检查源极旁路电容是否失效或漏接、耦合电容容量是否足够、负载是否过重。旁路电容开路会引入源极负反馈，明显降低增益。
• 高频下波形畸变或带宽不足：注意米勒电容和电路布线寄生电容的影响，缩短高阻节点连线，适当降低 RD 以扩展带宽。
• 出现寄生振荡：高增益宽带电路容易振荡，可在栅极串联小电阻抑制振荡，并做好电源去耦和地线布局。
• 不同批次管子参数差异大：MOSFET 的开启电压和跨导离散性较大，量产设计应加入负反馈或选用参数一致的对管，必要时进行筛选或自动校准。
• 静电损坏：MOSFET 栅极绝缘层很薄，容易被静电击穿。运输、存储和焊接时应使用防静电台垫、接地手环等防护措施。

十五、场效应管与晶体三极管放大电路的对比

为了帮助读者在具体设计中选择器件，这里从输入特性、增益能力、噪声、速度和集成度等方面对比 FET 与 BJT。

总的来说，需要高输入阻抗、低功耗、便于大规模集成时优先选择 FET；需要高跨导、高速驱动和成熟低噪声特性时，BJT 仍然具有很强的竞争力。现代模拟电路越来越多地采用 FET 和 BJT 混合结构，取长补短。理解两者各自的长处和局限，比单纯记住 FET 更好或 BJT 更好更有价值。

总结

场效应管放大电路的核心可以归结为一条主线：先读懂器件的转移特性和输出特性，再通过合理的直流偏置把管子稳定在饱和区，接着用低频小信号模型把非线性器件局部线性化，最后分别分析共源、共漏、共栅三种组态的增益、输入输出电阻和频率特性。掌握了这条主线，无论是面对单个 MOSFET 的分立放大电路，还是运放内部庞大的 CMOS 模拟电路，都能找到清晰的分析入口。

建议读者按照偏置电路计算、小信号模型建立、三种组态分析、多级级联、仿真验证的顺序反复练习。每一类电路都亲手画一遍交流等效电路，并在仿真中验证公式结果。当你能准确解释为什么源极跟随器增益略小于 1、为什么共栅电路高频特性更好、为什么源极电阻会降低共源增益、为什么共源共栅结构能够扩展带宽时，说明你已经真正把场效应管放大电路学透了。